Amplificador de potencia AF (80 W). Esquema, descripción

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Amplificador de potencia AF (80 vatios). Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.

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El amplificador AF tiene coeficientes de distorsión armónica y de intermodulación muy bajos, es relativamente simple, capaz de soportar un cortocircuito de corta duración en la carga y no requiere elementos externos para la estabilización de corriente térmica de los transistores de la etapa de salida.

Principales características técnicas

Potencia máxima en una carga con una resistencia de 4m, W. . . 0
Rango de frecuencia nominal, Hz. . . 20...20 000
Distorsión armónica al máximo
potencia de salida 80 W, %, a frecuencia:
1 kHz. . . 0,002
20 kHz. . . 0,004
Factor de distorsión de intermodulación, %. . . 0,0015
La frecuencia máxima a la que el máximo
la potencia se reduce en 1 dB, kHz. . . cincuenta
Velocidad de respuesta de salida
tensión (sin condensador C2), V / μs. . . 40

Amplificador de potencia AF (80 vatios)
La figura. 1

El diagrama de circuito del amplificador se muestra en la fig. 1. Se han realizado cambios en la etapa de salida. Para aumentar su resistencia de entrada, los transistores VT1, VT2 se introducen en el amplificador AF. Esto facilitó el funcionamiento del amplificador operacional DA1 y permitió garantizar un voltaje de emisor de base estable de los transistores VT3, VT4 cuando cambia la temperatura. Además, el amplificador se complementa con una cascada en los transistores VT5, VT6 que, junto con los sensores de corriente R33, R34 y las etapas de salida en los transistores VT7-VT10, forman dos generadores de corriente en modo inactivo, lo que elimina el corte de la corriente del emisor. de los transistores de la etapa final y reduce la distorsión de conmutación. Este último, como es sabido, afecta favorablemente el espectro de armónicos.

Además de estos cambios, se introdujo un OOS local más profundo en cada brazo de la etapa de salida al aumentar la resistencia de las resistencias en los circuitos emisores de los transistores VT3, VT4, lo que hizo que la etapa de salida fuera más lineal. Dado que las resistencias R20, R21 están conectadas a los sensores de corriente R33, R34, se obtiene una estabilización térmica bastante rígida de la corriente de reposo de los transistores de la etapa final. . La presencia de sensores de corriente R20, R90, retroalimentación de CC profunda y resistencias limitadoras de corriente en los circuitos base de los transistores VT150, VT180 conduce a la limitación de sus corrientes de colector a un valor aceptable durante los cortocircuitos en la carga. La resistencia R33 establece la simetría de los hombros de la etapa de salida.

No se realizaron otros cambios en el amplificador. Las distorsiones no lineales se midieron con un osciloscopio S1-68 utilizando un generador de señal ZCh GZ-118 (Kg - aproximadamente 0,002%) y un puente en T doble de precisión incluido en el kit del generador. Las mediciones se llevaron a cabo de acuerdo con el método descrito en el artículo de Yu. Mitrofanov "Modo económico A en un amplificador de potencia" (ver "Radio", 1986, No. 5, pp. 40-43). El coeficiente de distorsión de intermodulación se midió de acuerdo con las recomendaciones dadas en el artículo de V. Kostin "Criterios de calidad del sonido psicoacústico y la elección de los parámetros UMZCH" (ver "Radio", 1987, No. 12, p. 40-43). Al probar el amplificador con una señal pulsada, no se observaron picos en el voltaje de salida.

Autor: G. Bragin; Publicación: cxem.net

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