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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Aplicación de feedback electroacústico en altavoces activos. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Altavoces En el artículo, el autor considera los tipos de retroalimentación que cubre el amplificador de potencia, que también tiene en cuenta algunas propiedades de los emisores del sistema acústico, corrigiendo en cierta medida las deficiencias de los parlantes. La retroalimentación electroacústica (EAOS) reduce de manera más efectiva varias distorsiones en la banda de baja frecuencia; sin embargo, la aplicabilidad de esta tecnología está limitada solo en altavoces con UMZCH incorporado. El autor propone una breve metodología para calcular tal AU y un diagrama de componentes electrónicos adicionales. Tenga en cuenta que el autor ha presentado repetidamente a sus oradores activos en exposiciones (con UMZCH y EAOS incorporados). Se diferencian en el realismo del sonido y la pureza especial en el registro de graves, donde opera EAOS. Entre los principales problemas de la reproducción de sonido de alta calidad (SV) en la banda de LF mediante sistemas acústicos (AS) con cabezales electrodinámicos (EDG), se pueden distinguir dos principales: la distorsión de la respuesta de frecuencia y de la respuesta de fase, así como una gran cantidad de distorsión no lineal (NI), especialmente a bajas frecuencias. Las razones de la primera de ellas son compromisos en la elección de los altavoces, su diseño acústico (AO), así como las propiedades acústicas de la sala de escucha (KdP) y la ubicación de los altavoces en ella. El resultado de este tipo de distorsión es la distorsión de respuesta transitoria (TR), que provoca la distorsión de la envolvente de la señal de audio, especialmente con cambios repentinos de nivel, comúnmente caracterizados como efectos de "desenfoque", "zumbido" y "retraso de graves". La razón principal del segundo problema es la necesidad de un aumento significativo en el desplazamiento (carrera) del cono EDG, que se acentúa especialmente cuando no es lo suficientemente rígido y conduce a la aparición de armónicos adicionales. Métodos para reducir la distorsión en los altavoces A continuación, consideramos brevemente las posibilidades de utilizar varios métodos para superar o reducir estos problemas en los tipos más comunes de altavoces con AO en forma de inversor de fase (FI) y caja cerrada (CL), pero sin tener en cuenta el influencia de la acústica KdP y la ubicación del altavoz en ella. AS con AO en forma de FI, si se implementa correctamente, puede expandir significativamente la respuesta de frecuencia en la región de la frecuencia de corte más baja en la banda SV, así como reducir NI y, lo que es especialmente importante, con volúmenes relativamente pequeños de AS , en comparación con AS en forma de CL. Sin embargo, todas estas ventajas van acompañadas de distorsiones significativas de los RP, que suelen ser los principales criterios para evaluar la calidad de los contaminantes, por supuesto, teniendo en cuenta el propósito funcional dado de la UA. Un AS con AO en forma de WA tiene un RP mucho mejor, sin embargo, esto requiere un aumento significativo en los volúmenes del AS con una disminución en la frecuencia de corte inferior en la banda SV. Para mejorar la calidad de los contaminantes a través de los altavoces con estos dos tipos de OA, corrección conjunta de la respuesta de frecuencia y respuesta de fase [1], así como su uso conjunto con amplificadores de potencia (PA) con impedancia de salida negativa [2] , se usa con mayor frecuencia, lo que mejora significativamente el RP debido a una mejor amortiguación EDG. Otro método, menos común, pero muy efectivo, se basa en el uso de retroalimentación electromecánica (EMOS). En este caso, es importante que el circuito OS cubra el EDG, la fuente principal de todo tipo de distorsiones, que con este método disminuyen en proporción a la profundidad del EMOS. Entre las numerosas opciones para implementar la idea de EMOS, la más utilizada es la opción que utiliza un acelerómetro en forma de sensor piezoeléctrico fijado en la superficie del difusor EDG [3–5]. La señal eléctrica del sensor, que se produce cuando el difusor EDG oscila y es proporcional a la presión del sonido, se compara constantemente en el circuito EMOS con la señal original de la fuente. En este caso, debido a la diferencia de señal, se realiza la corrección necesaria para lograr la correspondencia de la presión sonora con la señal sonora de la fuente. También es posible usar otros métodos para introducir retroalimentación negativa (NFB), por ejemplo, usando una bobina de voz adicional separada ("sensor") como sensor, cuya señal se usa para aislar la señal de corrección en el circuito CNF. Este tipo de OOS se denomina retroalimentación electrodinámica (EDOS), pero su uso está limitado solo a altavoces en los que los EDG tienen una bobina adicional. El más difícil de implementar, pero también el más eficaz, es el método en el que se instala un micrófono en las inmediaciones de la superficie del difusor EDG como sensor de presión. En este caso, se produce la retroalimentación electroacústica (EAOS), que tiene en cuenta de forma más completa todos los tipos de distorsión detectados por el micrófono, independientemente de las razones. EAOS le permite realizar la corrección más precisa, ya que la señal eléctrica del micrófono no necesita conversión adicional. La baja prevalencia del uso de EAOS se debe a las dificultades en la implementación del diseño, pero es impresionante con el resultado logrado, por ejemplo, en los monitores de estudio X-10 de Meyer Sound (EE. UU.) [6]. La desventaja de todos los métodos enumerados anteriormente en términos de las posibilidades de mejorar la calidad de los contaminantes a bajas frecuencias radica en la necesidad de varias adiciones de diseño. Por lo tanto, la tecnología de "acoplamiento" LF EDG y PA, propuesta en 1978 por la empresa sueca Audio Pro, es de gran interés. La tecnología, denominada ACE Bass (Amplifier Controlled Euphonic Bass) [7], no requiere ningún añadido estructural y permite reducir la frecuencia de corte inferior del contaminante sin aumentar las dimensiones de la caja del altavoz mediante EDH, cuya frecuencia de resonancia natural puede ser significativamente mayor que la frecuencia de corte inferior del contaminante en el altavoz. El principio de funcionamiento del sistema es que el EDG se excita desde el PA, cuya impedancia de salida tiene un carácter complejo complejo: en ciertas frecuencias es negativa o positiva y compleja. El sistema ACE Bass se puede implementar de varias maneras diferentes, en particular, se puede implementar una impedancia de salida negativa con una retroalimentación de corriente positiva o con un convertidor de resistencia negativa. La implementación del sistema es posible para megafonía con diferente impedancia de salida inicial. El efecto de una disminución significativa de NI se explica por el predominio de los parámetros eléctricos lineales del EDG en relación con los parámetros mecánicos no lineales convertidos en un circuito eléctrico. El uso generalizado de la tecnología ACE Bass se ve obstaculizado por la necesidad de tener en cuenta una cantidad bastante grande de parámetros EDD, una parte importante de los cuales generalmente no se incluye en las especificaciones. Para evaluar la viabilidad de utilizar EAOS en la modernización de centrales nucleares con AO en forma de EP o en su diseño, es necesario utilizar tres criterios principales. El primer criterio es económico, evaluando el incremento en el costo de todos los equipos de audio, existentes o en diseño, que participan en el proceso contaminante. Al mismo tiempo, los costos adicionales se calculan en función del costo de compra o fabricación de todos los componentes mecánicos y electrónicos necesarios, así como el costo de su instalación y ajuste. El segundo criterio es constructivo y tecnológico, evalúa las posibilidades reales de instalar un sensor-micrófono con elementos de fijación en las inmediaciones de la superficie del difusor EDG. El tercer criterio, técnico, evalúa las posibilidades reales de mejorar la calidad de los contaminantes. Durante la modernización, y esto es solo la adición de EAOS, debe tenerse en cuenta que la expansión de la respuesta de frecuencia a la región de baja frecuencia irá acompañada de una disminución proporcional en la presión sonora máxima en un valor generalmente no más de 6 dB, que corresponde a la corrección necesaria de la respuesta de frecuencia. Características del cálculo de AS con EAOS Al diseñar un AP con AO en forma de boca de sonido usando EAOS, el principal valor dado suele ser la presión sonora máxima (pmax) a una frecuencia más baja dada (fн) en la banda SV con una respuesta de frecuencia lineal. Durante el proceso de diseño, el tipo de altavoz, la frecuencia de resonancia óptima del cabezal de baja frecuencia (fc) instalada en la AU, la tensión de salida requerida de la PA a una frecuencia y, así como los diagramas estructurales y esquemáticos de todo el sistema de contaminantes con elección de todo tipo de elementos. Como ejemplo, considere una opción de diseño: pmax = 2 Pa (100 dB), fн = 30 Hz sin tener en cuenta la influencia del KdP y la colocación del AS en él. El cálculo inicial se realiza sin tener en cuenta la actuación de la AEMA. Como es sabido [8], la presión sonora viene determinada por la fórmula p = (х' S f ρ) / r, (1) donde x' = 2π f x es la velocidad del difusor; х es la amplitud de desplazamiento del difusor EDG en una dirección; S - área del difusor; f es la frecuencia de medición; r = 1,225 kg/m3 - densidad del aire; r - distancia al receptor de medición. Sustituyendo el valor x', transformamos la fórmula (1) p = (2π f2x S ρ) / r, (2) pero S x \u2d V es el volumen de aire movido. Entonces la fórmula (XNUMX) se transforma a la forma p = (2π f2Vρ) / r, (3) para r = 1 m tenemos V = p / (2π f2r), (4) и x = V / S = p / (2π f2·ρ·S). (5) Por ejemplo, considere la posibilidad de utilizar EDH LAB12 de Eminence (EE. UU.) con una superficie difusora S = 506,7 cm2 = 5,067 10-2 м2, mientras que para p = pmax = 2 Pa y f = 30 Hz: x = 2 / (2 3,14 3021 5,067 10-2) = 0,57 10-2 m = 5,7 mm, que es mucho menor que el valor de pasaporte del recorrido lineal x = ±13 mm del EDG seleccionado. Para cálculos adicionales, utilizamos datos de pasaporte: fres \u22d XNUMX Hz - frecuencia de resonancia en aire sin AO, pо = 89,2 dB - sensibilidad correspondiente a la tensión Uo = 2,83 V (11,2 dB) a la salida del PA a f = 100 Hz, Qts = 0,39 - factor de calidad. El valor de la frecuencia de resonancia óptima del EDG, instalado en el caso de AU con AO en forma de CL y proporcionando una pequeña desigualdad de respuesta de frecuencia, se recomienda calcular de acuerdo con las recomendaciones de [9] mediante la fórmula fс = (fres·Qtc) / Qts , (6) donde Qtc = 0,707 - factor de calidad total del EDG en el caso de AU. De este modo fс = (22 0,707) / 0,39 = 40 Hz. Cálculo del valor requerido del voltaje de salida del PA (UO) a la frecuencia fн = 30 Hz en pmax = 100 dB generalmente se produce usando la respuesta de frecuencia del EDG instalado en el gabinete del altavoz con un AO dado. Dicha respuesta de frecuencia se puede modelar con suficiente precisión para la práctica al implementar un filtro de paso alto de segundo orden con fc = 40 Hz y Q = 0,707 según el esquema de Sallen-Kay [10], que se muestra en la Fig. 1.
Los resultados de las mediciones de la respuesta de frecuencia y la respuesta de fase para dicho filtro de paso alto se muestran en forma de gráficos en la fig. 2. Estas mediciones, como todas las posteriores, se realizaron en un equipo de sonido especial "A2 - Sistema de medición de audio" de Neutrik.
valores UO de UM, teniendo en cuenta la proporcionalidad directa entre UO y la presión del sonido, presentados en decibelios, se encuentran mediante la fórmula UO = tu1 +ΔU1 , donde tu1 = tuo + (pagmax - pago) = 11,2 + (100 - 89,2) = 23 dB (11 V) - Valor UOcorrespondiente a pmax = 100 dB a f = 100 Hz, ΔU1 \u6d 2 dB: la magnitud de la disminución en la respuesta de frecuencia (Fig. XNUMX) a una frecuencia fн = 30 Hz. Por lo tanto UO = 6 + 23 = 29 dB (22 V). El autor usa PA con ganancia Kу = 13,5 dB, entonces la sensibilidad del sistema es Uen = tu1 - Aу = 23 - 13,5 = 9,5 dB (2,3 V). Un diagrama de bloques simplificado del sistema contaminante usando EAOS se muestra en la fig. 3, donde PA es un amplificador de potencia; AC - altavoz (GR) con EDG y micrófono (M) con amplificador (MU); PUNC - amplificador de voltaje de paso de banda de baja frecuencia; Σ - sumador de señales del principal y del EAOS.
Como puede verse en el diagrama de la Fig. 3, EAOS se forma debido a la inclusión de Gy en el bucle OOS a través de un sensor de micrófono. Como sigue de la Fig. 3, siempre que se mantenga la ganancia de la señal de tensión de extremo a extremo para el PA Ku = 13,5 dB = constante, la profundidad y el alcance del EAOS están totalmente determinados por las características del PULF. En este caso, la profundidad máxima del EAOS está limitada por el límite de estabilidad en ELF (frecuencias infrabajas). La frecuencia superior de la banda EAOS se selecciona a partir de la condición de introducir el mínimo retardo de tiempo (fase) en el circuito EAOS y se determina teniendo en cuenta la distancia real desde el sensor del micrófono hasta la superficie del difusor EDG. Evidentemente, esta distancia no puede ser inferior a la necesaria, correspondiente al desplazamiento máximo xmax = ±5,7 mm. El autor utiliza una distancia de 12 mm. Al mismo tiempo, el autor considera suficiente que la desigualdad λ ≥ 100 x, pero λ = v/f, entonces f < v/λ, donde λ es la longitud de la onda sonora; v es la velocidad de propagación del sonido en el aire (340 m/s); f es la frecuencia de la señal de audio. Así, f ≤ 340/ /(100 12 10-3) ≤ 283 Hz. Componentes electrónicos del sistema con EAOS El diagrama de bloques práctico real del sistema contaminante utilizando EAOS, que se muestra en la fig. 4 difiere del diagrama simplificado en la Fig. 3 mediante la introducción de unidades funcionales adicionales: PU - preamplificador de señal, que proporciona la coordinación necesaria con la MU con un deterioro mínimo en la relación señal-ruido y la ganancia de voltaje necesaria; CL - Corrector de Linkwitz, que proporciona la corrección necesaria de la respuesta de frecuencia y la respuesta de fase de las señales en el bucle EAOS con su gran profundidad y la creación de un margen de estabilidad suficiente para el FIN; LPF: filtro de paso bajo que limita las señales con frecuencias que exceden la frecuencia superior de la banda EEA; HPF: un filtro de paso alto que evita que el sistema se sobrecargue con señales ELF.
Un diagrama de circuito completo del sistema fotovoltaico usando EAOS, correspondiente al diagrama de bloques en la fig. 4 se muestra en la fig. 5, donde, para la conveniencia de considerar la interacción de todos los elementos en el sistema PA, se presenta en forma de un amplificador inversor en el amplificador operacional DA3.1, y Gr, M y MU, en forma de un filtro de paso alto en DA3.2, en cuya salida se enciende el regulador R14, que le permite cambiar la profundidad del EAOS .
Considere la ruta de la señal principal desde la fuente, que comienza con un filtro de paso alto de segundo orden implementado de acuerdo con el esquema Sallen-Kay en DA1.1 y C1, C2, R1, R2. Selección de la frecuencia de corte fc = 21,4 Hz después de analizar los resultados de medir la respuesta de frecuencia para la presión sonora con el EAOS introducido. Desde la salida del HPF, la señal se alimenta a la resistencia R3, que es uno de los elementos del sumador, y luego a través del capacitor C3 a la entrada del PUNCH. Este condensador proporciona aislamiento de CC del amplificador no inversor en DA2.1 del HPF y los elementos del circuito EAOS. La elección de los valores nominales de los elementos del circuito R5С3 se realiza en función de su influencia mínima en la respuesta de frecuencia y la respuesta de fase a f<10 Hz. PUNCH se implementa en los amplificadores operacionales DA2.1 y DA2.2, y el amplificador en DA2.1 proporciona la profundidad necesaria del EAOS y el HPF de segundo orden con fc = 290 Hz, incluido en el circuito OOS para DA2.1, establece la frecuencia superior de la banda EEA. La respuesta de frecuencia y la respuesta de fase medidas para el PLF se muestran en la Fig. . 6.
Elección de la relación de resistencias de las resistencias R7/R6 y la frecuencia de corte fc = 290 Hz para HPF en DA2.2 teniendo en cuenta la provisión de ganancia máxima a una frecuencia de f = 40 Hz. Las limitaciones en la inclinación del HPF son causadas por problemas de estabilidad. Desde la salida PUNCH (punto A), la señal se envía a la entrada PA al amplificador operacional DA3.1 y luego al equivalente de Gr en DA3.2 (ver Fig. 1) con una salida (punto B) al amplificador operacional DA14. Controlador de profundidad EAOS (RXNUMX). La ruta de la señal EAOS comienza desde la entrada simétrica del panel de control (puntos C y D), implementada en el amplificador operacional DA5.1 con una ganancia de voltaje de Kу = 1. La amplificación posterior (principal) se produce en un amplificador no inversor ensamblado en el amplificador operacional DA5.2 con Kу=1+R22/R20. El condensador C16 elimina la penetración de señales con un componente constante de etapas anteriores a la entrada DA5.2, y su capacitancia se elige teniendo en cuenta el pequeño efecto en la respuesta de frecuencia y la respuesta de fase en la región de la frecuencia más baja del EAOS. Los elementos C17 y R21 sirven para corregir la respuesta de frecuencia y la respuesta de fase en la frecuencia superior de la banda EAOS en su gran profundidad. El corrector de Linkwitz (CL) que sigue a la PU produce la corrección necesaria de la respuesta de frecuencia y la respuesta de fase, que se presentan en los gráficos de la Fig. 7. El cálculo de los elementos CL se realizó sobre la base del análisis de la respuesta de frecuencia (Fig. 8, a) y la respuesta de fase (Fig. 8, b) del sistema antes de la introducción de EAOS, y también teniendo en cuenta la provisión de una pequeña no uniformidad de respuesta de frecuencia, con una falla máxima de la respuesta de frecuencia a una frecuencia fн = 30 Hz por no más de 0,9 dB. El enlace final en la cadena de señal de EAOS es un filtro de paso alto de segundo orden implementado de acuerdo con el esquema Sallen-Kay en DA1.2 y C22, C23, R29, R30 con una opción de frecuencia de corte fc2 = 1,05 fc1= 1,05 290 = 305 Hz, donde fc1 - Frecuencia de corte HPF en PUNCH en DA2.2, igual a 290 Hz.
Los resultados de las mediciones de la respuesta de frecuencia y la respuesta de fase de la ruta de la señal EAOS desde la entrada (punto C) hasta la salida (punto E) se muestran en los gráficos de la Fig. 9. La señal de salida del EAOS (en el punto E) se mezcla a través de la resistencia R4 con la señal principal en la entrada del PUNCH. La relación de resistencia seleccionada de las resistencias R4/R3 ≈ 2 simultáneamente proporciona suficiente inmunidad al ruido y un margen suficiente para el voltaje máximo requerido de la salida DA1.2, teniendo en cuenta la sensibilidad del sistema (Uen = 2,3 V) y una gran profundidad de EAOS.
Requisitos para el sensor EAOS (micrófono) 1. El nivel de presión de sonido medido máximo permitido, limitado por el valor THD de no más del 0,2% en la banda de frecuencia 1 ... 300 Hz, no menos de 40 dB más que el nivel de presión de sonido especificado a una distancia de 1 metro. 2. Respuesta de frecuencia desigual en la banda de frecuencia 1 ... 300 Hz - no más de ± 0,2 dB. 3. Patrón direccional - circular. 4. Estabilidad de parámetros por un largo tiempo de operación con cambios de temperatura, humedad y presión del ambiente en condiciones reales de operación. Se puede usar como sensor un micrófono de medición listo para usar que cumpla con los requisitos anteriores, o un micrófono hecho a sí mismo. En este último caso, solo necesitas comprar una cápsula de un condensador clásico (por ejemplo, MK-265 o AKG CK62-ULS) o un micrófono electret. La cápsula debe complementarse con un amplificador de micrófono (MU), que, generalmente para reducir la penetración de diversas interferencias, se coloca en la misma carcasa que la cápsula. Teniendo en cuenta la ubicación cercana del micrófono en relación con la superficie del difusor EDG y, por lo tanto, la recepción de una señal suficientemente grande desde la salida MU, es posible simplificar significativamente el circuito MU utilizando un seguidor de voltaje. Dos posibles esquemas de tales MU se muestran en las Figs. 10, donde se utilizan transistores separados o circuitos integrados. Una característica de estas MU es una alta impedancia de entrada para lograr una baja frecuencia de corte de la banda SV cuando se trabaja junto con una fuente de señal en forma de micrófono, que en nuestro caso es un sensor capacitivo de baja capacitancia. Esta capacitancia, junto con la resistencia R1, determina la frecuencia más baja de la banda de medición f ≈ 0,5 ... 1 Hz con una disminución en la respuesta de frecuencia de no más de 0,2 dB. En MU en la Fig. 10a, se utiliza un OOS común profundo para corriente continua y alterna conectando el colector del transistor VT2 a la fuente VT1, lo que garantiza la estabilización de los modos. Además, la MU también tiene un POS para el voltaje de la salida 1 a través de la resistencia R1, lo que aumenta la resistencia de entrada de la MU a Ren = R1/(1 - Kу), donde Kу - coeficiente de transferencia de voltaje desde la entrada (puerta VT1) a la salida 1. La caída de voltaje en R3 establece el voltaje de polarización (Uzee) para VT1, proporcionando potencial cero en la salida 1.
La resistencia de la resistencia R4 se selecciona de acuerdo con la atenuación máxima de la interferencia externa (modo común) que actúa en la línea de transmisión de la señal a la entrada simétrica del dispositivo para una mayor amplificación de la señal (entrada del panel de control en el diagrama de la Fig. 5 ). La interferencia mínima corresponderá a la igualdad de las resistencias AC para las salidas 1 y 2 (respecto al hilo común). Tal conexión de la salida de la MU con el dispositivo posterior se denomina casi simétrica. El estabilizador en DA1 sirve para reducir los requisitos de amplitud de ondas de la fuente de alimentación -U. En el esquema MU de la Fig. 10, y el transistor VT1 puede ser reemplazado por otro con parámetros similares (voltaje de corte y corriente de drenaje en Uzee = 0). El transistor VT2 también se puede reemplazar por cualquier otra estructura correspondiente con bajo nivel de ruido en h21e ≥ 200. En el esquema MU según la fig. 10, b, la resistencia de salida en la salida 1 está lo suficientemente cerca de cero, por lo tanto, con una conexión casi simétrica con un dispositivo amplificador adicional, se puede usar un cable común ("cero"). En esta versión, también es posible utilizar otros tipos de microcircuitos que cumplan con los requisitos de ruido y resistencia de entrada Ren ≥ 1010 Ohm. Como se puede ver en los diagramas MU de la Fig. 10, uno de los cables de la cápsula está conectado al circuito negativo de la fuente de alimentación. En este caso, el mejor resultado en la reducción de la penetración de la interferencia se logra cuando el cuerpo de la cápsula se conecta a una fuente de alimentación, cuya polaridad se puede cambiar a positiva con el cambio correspondiente en el tipo de estabilizador y su conexión. Literatura
Autor: A. Syritso
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