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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Estabilización de amplificadores de clase AB. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Amplificadores de potencia de transistores Este artículo presenta un método para ajustar automáticamente el voltaje de polarización de amplificadores push-pull para estabilizar la corriente consumida por el amplificador cuando la señal amplificada pasa por cero y en reposo. Las ventajas del artículo incluyen la metodología para calcular y verificar la estabilidad del modo de etapa de salida UMZCH. Los amplificadores de clase AB son los más comunes entre los amplificadores de potencia lineales, ya que permiten combinar la alta eficiencia de los amplificadores de clase B con la ausencia de distorsión en los amplificadores de clase A. Sin embargo, para esto es necesaria la formación de la tensión de polarización del transistor, que soporta los hombros de la etapa push-pull en el modo de corriente inicial óptima (corriente de reposo) fue y sigue siendo el principal problema en la construcción de tales amplificadores, el problema de estabilizar sus parámetros. Esto se explica por la inestabilidad de las características de los transistores, su dependencia de la temperatura y el nivel de la señal, así como de la dispersión y deriva de los parámetros de los mismos transistores. En el artículo [1] no hablamos tanto de estabilización sino de garantizar la “certeza” del régimen. El nivel práctico alcanzado se caracteriza por una selección de circuitos en [2]. De ellos y de otras publicaciones conocidas por el autor, se desprende claramente que todavía no existe una solución de circuito aceptable para estabilizar el modo de amplificadores de esta clase; No se ha formulado ningún método inequívoco (regla, criterio, algoritmo) para regular el voltaje de polarización, que permitiría establecer automáticamente el voltaje de polarización óptimo de los transistores de alta potencia. A continuación se propone una solución a este problema. Criterio de optimalidad El modo amplificador se estabiliza más eficazmente mediante métodos de retroalimentación midiendo una determinada cantidad eléctrica que depende del voltaje de polarización, comparándola con un valor de referencia y ajustándola automáticamente. Los intentos de regular el voltaje de polarización para estabilizar la corriente de reposo de los amplificadores condujeron solo a una solución parcial del problema [3, 4], o a la creación de amplificadores [5] que tienen la estabilidad necesaria, pero son inferiores a los de alta potencia. amplificadores de clase AB de calidad en algunos aspectos. La corriente de estos amplificadores en el momento en que la señal amplificada pasa por cero (se llama corriente inicial) no es igual a la corriente de reposo de los amplificadores; Se clasifican más correctamente como amplificadores polarizados dinámicamente. Para amplificadores push-pull con estabilización de corrientes de hombro mínimas [6], además, la sobreexcitación es peligrosa. Sólo los amplificadores de clase AB que sean estables en todos los aspectos pueden considerarse perfectos y fuera de competencia. El criterio óptimo para la tensión de polarización de los amplificadores de clase AB es la estabilidad de la corriente inicial, igual a la corriente de reposo del amplificador de clase AB y mantenida automáticamente. Este criterio de optimización, sin su formulación y sin separar los conceptos de corriente de reposo y corriente inicial, fue utilizado en [7]. Sin embargo, el autor eligió un método fallido para determinar la corriente inicial (en la terminología del autor, la corriente de reposo) calculándola utilizando amplificadores operacionales como la diferencia entre las corrientes medidas de los brazos y la carga. Además de la complejidad de implementación y las pérdidas de potencia bastante grandes en las resistencias de medición, la principal desventaja de la técnica elegida es que el error de determinación puede exceder el valor deseado. Una solución técnica puede considerarse un desarrollo de ideas de [7], donde se logró un buen resultado en relación con los amplificadores de transistores de efecto de campo, pero los requisitos obligatorios para cualquier amplificador de clase AB no están completamente formulados ni cumplidos. A continuación consideramos en detalle el método de medir la corriente inicial utilizando un detector de los valores mínimos de la suma de corrientes en los brazos de una cascada push-pull. Justificación teórica Para identificar la posibilidad de medir la corriente inicial en una cascada push-pull en el contexto de señales cambiantes, consideramos los cambios en las corrientes en los brazos de dicha cascada y su suma bajo el supuesto de que la corriente de señal en la carga cambia según la ley sinusoidal más simple: iн = lmsinα. Aquí yoн - valor instantáneo de la corriente de carga; yom - su amplitud; α = Ωt - ángulo de fase; Ω - frecuencia de funcionamiento; t - tiempo. La naturaleza del cambio de corriente en los brazos de una cascada push-pull se muestra en la figura. 1,a, y las sumas de los valores absolutos de corriente se encuentran en la Fig. 1, b.
La corriente de carga en una cascada push-pull está determinada por la diferencia en las corrientes del brazo o la suma de los valores absolutos de los incrementos de corriente del brazo. iн = |Δi1| +lΔi2|. A corrientes de señal bajas, ambos brazos del amplificador funcionan en modo lineal de clase A. El valor absoluto de los incrementos de corriente del brazo es igual a la mitad de la corriente de carga: |Δi1| +lΔi2| = 0,5iн = 0,5 lmpecado, y las expresiones para las corrientes de los hombros tendrán la forma
para 0 ≤ α ≤ α0. Aquí y abajo, a través de α0 indica el ángulo de fase por encima del cual el amplificador cambia del modo clase A al modo con corte de corriente en el brazo. Si todas las corrientes están normalizadas con respecto a la corriente de carga máxima (las corrientes normalizadas se indican en negrita) Imendigar/Im = Imendigar и Im/Im = 1 entonces para 0 ≤ α ≤ α0. Para α = α0 la corriente del segundo brazo disminuye a cero, es decir imendigar - 0,5sinα0 = 0. A partir de esto determinamos α0 = arcosen2ICOMIENZO. En el modo de corte de corriente en un brazo, la corriente de carga está determinada por los incrementos de corriente del otro brazo:
para α0 ≤ α ≤ π/2. Cuando α ≥ π/2, la naturaleza del cambio de corriente se repite en orden inverso, y cuando α >π el signo de la corriente de carga cambia y su formación se lleva a cabo mediante otro brazo (ver Fig. 1). Suma de corrientes de hombro
tiene un valor mínimo constante determinado sólo por la corriente inicial del amplificador (i1 + i2)min = 2Imendigar. Esto permite formular un método de estabilización: para estabilizar el modo de un amplificador de clase AB a cualquier corriente inicial deseada, es necesario y suficiente estabilizar el valor mínimo de la suma de las corrientes del brazo, igual al doble del valor de la corriente inicial de un brazo. Diagrama de bloques generalizado En la Fig. La Figura 2 muestra el circuito más simple de un amplificador con estabilización de la corriente inicial utilizando el método propuesto. Se obtuvo modificando el circuito de [4] incluyendo la resistencia R13 y un detector de pico en el transistor VT8. Los pulsos de voltaje en la resistencia R13 son máximos con el voltaje total mínimo en las resistencias R10 y R11, es decir, en el modo inactivo del amplificador y cuando la señal pasa por cero. La corriente del emisor del transistor VT8 carga el condensador C3 a un voltaje justo por debajo del voltaje máximo en la resistencia R13. En este caso, el voltaje en la entrada del regulador de voltaje de polarización VT3 es mayor cuanto menor es el voltaje total en las resistencias R10 y R11. Cuando la corriente inicial de los transistores VT6 y VT7 disminuye, el voltaje de polarización aumenta y cuando aumentan, disminuye. Como resultado, la corriente inicial de los transistores de la etapa final se estabiliza al nivel de la corriente de reposo.
Independientemente del diseño específico, ya sea un amplificador con transformador o sin transformador con conexión de brazos en paralelo o en serie, podemos nombrar los elementos necesarios para estabilizar su modo. Estos elementos se muestran en la Fig. 3, algunos de los cuales se utilizan, en particular, en el amplificador cuyo circuito se muestra en la Fig. 2. El circuito generalizado incluye el propio amplificador y el regulador de voltaje de polarización, con excepción de la carga R„. El regulador de voltaje de polarización es el transistor VT3 con resistencia R6.
Sensores de corriente 1 y 2 en dos brazos del amplificador en la Fig. 2 son resistencias R10 y R11; el dispositivo sumador se implementa conectando estas resistencias en serie: de ellas se elimina un voltaje proporcional a la suma de las corrientes. Usando el transistor VT3, el voltaje total mínimo se invierte en el voltaje máximo a través de la resistencia R13. Este voltaje es detectado por el transistor VT8 con el circuito RC R12С3. Es aconsejable combinar todos estos elementos en un módulo de estabilización especial, ya que son ellos en el complejo los que estabilizan cualquier corriente inicial dada del amplificador y aseguran que esta corriente sea igual a la corriente de reposo. Estos elementos no participan en la amplificación de la señal. A continuación se muestra una descripción de un módulo de estabilización más complejo diseñado para un circuito amplificador simétrico con sensores de corriente conectados a los circuitos de potencia. Selección de corriente inicial Al brindar la posibilidad de estabilizar la corriente inicial, es necesario justificar la elección de su valor óptimo y el intervalo de cambio permitido. Para seleccionar la corriente óptima Imendigar Consideremos la dependencia de los parámetros principales de un amplificador de clase AB de la corriente inicial, que varían dentro de límites máximos, es decir, de cero (clase B) a 0,5I.m (clase A) y de la amplitud de la corriente de señal. Los gráficos calculados de la dependencia de estos parámetros de la corriente inicial del amplificador se muestran en la Fig. 4, a.
La curva de eficiencia caracteriza la dependencia de la eficiencia máxima del amplificador del valor seleccionado de la corriente inicial. A medida que aumenta, la eficiencia máxima disminuye desde un valor de 0,785, característico de los amplificadores de clase B, a 0,5, característico de los amplificadores de clase A. Curva Pcálido/Pfuera máximo caracteriza la potencia térmica máxima generada en los transistores de salida a partir de la corriente del amplificador inicial seleccionada. En la corriente inicial Imendigar ≥ 0,13Im, la potencia térmica máxima está determinada precisamente por esta corriente en el estado de reposo del amplificador (la sección recta ascendente de la curva). A una corriente inicial más baja, la potencia térmica máxima está determinada principalmente por la potencia de la corriente alterna de la señal, liberada a través de los transistores amplificadores. Para amplificadores de clase B (en Imendigar = 0) la potencia térmica máxima alcanza 0,405Rfuera máximo. Curva tmin/T caracteriza la duración relativa (en fracciones de un período) de la suma mínima de corrientes del brazo en función de la corriente inicial: tmin/T = α0/(π/2) = 2α0/C = (2arcosen (2Imendigar))/π. Esta dependencia caracteriza el rendimiento requerido (tiempo de lectura) del detector de valor mínimo. La duración del mínimo de la suma de corrientes es mayor y los requisitos para el detector de picos son correspondientemente menores cuanto mayor es la corriente inicial. En la clase A, no se necesita ningún detector de picos. A medida que disminuye la corriente inicial, los requisitos para el detector de picos aumentan naturalmente. En la Fig. La Figura 4b muestra la dependencia de la potencia térmica liberada por los transistores amplificadores de la corriente de señal a diferentes corrientes iniciales del amplificador. Estas curvas muestran claramente la zona de valores óptimos de la corriente inicial. Se puede considerar una corriente de 0 a 0,1I.m. A la corriente máxima de este rango, se garantiza que no habrá distorsión "escalonada", y la potencia térmica liberada por los transistores en modo inactivo no excede la potencia asignada a ellos en modo de señal fuerte. En todo el rango posible de valores de corriente de señal, fluctúa alrededor del valor de 0,4Pfuera máximo y supera la potencia térmica máxima de los amplificadores de clase B en solo un 10%, quedando 4,5 veces por debajo de la potencia térmica máxima de los amplificadores de clase A. La eficiencia máxima de un amplificador con esta corriente inicial es del 77%, que es sólo un 2% menor que en los amplificadores de clase B. Aumentos adicionales en la corriente inicial, aunque aceptables, no proporcionan ninguna ganancia de energía y casi ninguna reducción en la distorsión. Reducir la corriente inicial es deseable desde el punto de vista de reducir las pérdidas de energía térmica en modo inactivo. La viabilidad de esto la decide el desarrollador. La estabilización directa de la corriente inicial elimina el peligro de trabajar con voltajes de polarización que apagan completamente el amplificador y, por lo tanto, el peligro de romper el circuito general de retroalimentación negativa (NFE). OOS reduce la distorsión no lineal y se puede controlar al configurar el amplificador. La corriente inicial del amplificador se puede ajustar a un valor significativamente inferior a 0,1 I.m. La parte superior del rango dinámico de las señales amplificadas que llevan la etapa de salida del modo clase A al modo clase AB está relacionada por la relación Im/(2Imendigar) Con una corriente inicial de 0,1Im es de 14 dB, y con una corriente inicial de 0,05Im - 20 dB. Si observamos la señal amplificada con un osciloscopio, veremos valores máximos que son 14...20 dB superiores al nivel cuadrático medio de las señales de audio. Esto significa que si se utiliza la potencia máxima de salida de los amplificadores para reproducir precisamente estos picos sin distorsión, entonces la mayor parte del tiempo el amplificador funciona con niveles de señal relativamente bajos, es decir, en modo clase A. Esto justifica la reducción de la corriente de reposo y, en consecuencia, el consumo de energía en este modo. El valor máximo de la corriente inicial del intervalo recomendado se resalta en la Fig. 4, pero con sombreado. amplificador experimental En la Fig. La Figura 5 muestra un diagrama de un amplificador de potencia media de alta calidad, cuya carga puede ser el sistema de altavoces S-30.
Al considerar el circuito, podemos considerar que los pines 1 y 3, así como los 4 y 6 del módulo de estabilización, están cerrados en pares. Los pines 2 y 5 son salidas antifase para controlar los reguladores de voltaje de polarización. Las características del amplificador en sí son el uso de potentes transistores de efecto de campo en la etapa de salida y la simetría de la estructura para ambas polaridades de la señal amplificada. La tensión de polarización de los transistores de efecto de campo se forma en las resistencias R17 y R18 mediante las corrientes de los transistores VT1 y VT2, y su ajuste automático se realiza mediante el ajuste sincrónico de las corrientes de las etapas preliminares del amplificador mediante los transistores VT3 y VT4. Las resistencias Rl9 y R20 sirven para aumentar la estabilidad dinámica de los transistores, elementos C10, R21, R22 y L1, para corregir la respuesta de frecuencia de un sistema con una carga compleja. Módulo de estabilización El módulo de estabilización para un circuito amplificador simétrico tiene medidores de corriente de brazo aislados de la carga y se utiliza una fuente de alimentación común como fuente de voltaje de referencia; Además, el módulo dispone de dos salidas antifase. Su diagrama se muestra en la Fig. 6.
Los sensores de medición de corriente mínima en los brazos de la etapa de salida son las resistencias R1 y R3, en derivación, como en el circuito de la Fig. 2, diodos de silicio VD1 y VD2 para evitar corrientes de carga altas. Para la suma se utilizan copias reducidas de estas corrientes, formadas por transistores VT3 y VT4 con resistencias reguladoras de corriente R4 y R5. Los transistores VT1 y VT2 sirven para compensar la tensión base-emisor de los transistores VT3 y VT4. Gracias a esto, el voltaje en las resistencias R4 y R5 se puede considerar igual al voltaje en las resistencias R1 y R3, y el coeficiente de transferencia de corriente desde los medidores a las etapas de copia es igual a la relación de las resistencias de las resistencias R1 a R4 y R3 a R5. El dispositivo sumador se implementa utilizando la resistencia R7. Se le suministra una copia escalada de la corriente del brazo inferior de la etapa de salida directamente a través del colector VT4, y el transistor VT3 suministra una copia de la corriente del brazo superior correspondiente a la misma escala a través de un espejo de corriente en los transistores VT5. VT6 con resistencias R6 y R8. Las corrientes de los transistores VT4 y VT6 se suman con la corriente del transistor VT8 en la resistencia R7. La suma mínima de las corrientes VT4 y VT6 en este caso se convierte en la corriente máxima VT8, es decir, en el voltaje máximo a través de la resistencia R12 cuando la señal amplificada pasa por cero y en el modo de reposo del amplificador. En reposo, esta tensión es constante y máxima. A medida que aumenta la amplitud de la señal, primero recibe caídas pequeñas y raras, luego profundas y duraderas, adquiriendo la apariencia de una curva caótica, con sus picos ligados a los valores máximos de voltaje. Las caídas más profundas corresponden a la amplitud de señal más alta, la duración más larga de las caídas corresponde a las frecuencias amplificadas más bajas; Las tapas planas corresponden al funcionamiento del amplificador en modo clase A, los centros de las tapas corresponden a los momentos de transición de la señal amplificada a través de cero. El detector de picos en el transistor VT7 carga rápidamente el capacitor C1 a un voltaje ligeramente menor (en ΔUbae ≈ 0,6 V) voltaje máximo a través de la resistencia R12. Constante de tiempo τcargar ≈ C1 R12/h21E7, donde H21E7 - coeficiente de transferencia de corriente de la base del transistor VT7. La descarga se produce más lentamente. Su constante de tiempo τtiempo ≈ C1·R11. Relación τcargar/τtiempo = R12/(R11 horas21E7) no debe ser mayor que la duración relativa de la suma mínima de corrientes del brazo, ya que la carga (lectura de información sobre la suma mínima de corrientes) debe realizarse lo más rápido posible, y la descarga (almacenamiento de esta información hasta la siguiente lectura) debe ser el mayor tiempo posible: τcargar/τtiempo ≤ tmin/ T. El modo de funcionamiento más difícil del detector de picos es el modo de señal máxima en la frecuencia amplificada más baja Fн cuando las caídas de voltaje a través de la resistencia R12 son máximas tanto en profundidad como en duración. Según la amplitud de ondulación permitida en el condensador C1 en este modo δп, expresado como porcentaje, con una resistencia de descarga conocida (R11 en el circuito de la Fig. 6), se puede calcular la capacitancia mínima de este capacitor
El voltaje a través de este capacitor es constante en el modo de reposo del amplificador. En el modo de amplificación, este voltaje adquiere, en lugar de caídas en el voltaje de entrada, pulsos de diente de sierra superficiales (medidos en unidades o fracciones de porcentaje) cuando el amplificador sale del modo clase A, con una disminución lenta y un retorno rápido al valor máximo. en modo clase A. Este voltaje en promedio permanece proporcional a la corriente inicial del amplificador y sirve como voltaje de control para los reguladores de polarización. Las ondulaciones del voltaje de control inevitablemente introducen pequeñas distorsiones en frecuencias de señal más bajas. Pero estas distorsiones son menores cuanto mayor es la capacidad del condensador de almacenamiento del detector; Se introducen solo en una señal fuerte que emite el amplificador de clase A, y en un circuito simétrico, como el nuestro, se compensan mutuamente con los hombros del amplificador. En un amplificador experimental estas distorsiones no se sienten en absoluto. El circuito colector del transistor VT7 incluye un circuito C2R9, exactamente igual que el circuito emisor: C1R11. Esto permite obtener una segunda salida antifase del módulo de estabilización. La resistencia R10 sirve para limitar las sobretensiones del transistor VT7 durante procesos transitorios. Es posible configurar la corriente inicial del amplificador seleccionando resistencias iguales R1 y R3, así como seleccionando la resistencia R7 o R12. El modo de estabilización de esta corriente no requiere ningún ajuste posterior. Ejemplo de cálculo de elementos de estabilización El sistema de altavoces seleccionado está diseñado para una potencia de salida de hasta 30 W. Con su resistencia eléctrica nominal de 4 Ohmios y una potencia de salida del amplificador de 15 W, la amplitud de corriente será de 2,74 A. El valor máximo recomendado de la corriente inicial, igual a la corriente de reposo de los transistores de salida, es Iinicio máximo = 0,1Im = 0,274A. elijo yomendigar = 0,1 A. Valor normalizado Imendigar = Imendigar/Im = 0,1/2,74 = 0,0365 Dado que el cálculo está sujeto a un sistema cerrado con retroalimentación, cuyos elementos dependen unos de otros, lo romperemos mentalmente en el punto de conexión entre el propio amplificador y el módulo de estabilización. Establezcamos un voltaje de control nominal conveniente para los reguladores de polarización, que debe configurarse en este punto en modo lineal a la corriente inicial seleccionada (corriente de reposo) Uex = 10 V. Esto permite calcular los elementos de dos circuitos independientemente uno del otro. En el propio amplificador (ver Fig. 5) para los transistores de efecto de campo seleccionados, el voltaje umbral medido es 3,5...3,8 V. Con las resistencias de las resistencias R17 y R18 indicadas en el diagrama, este voltaje se logra cuando la corriente La cantidad de transistores VT1 y VT2 está en el rango de 7,45...8,01 mA. Los transistores VT5 y VT6 deben tener aproximadamente las mismas corrientes. Las corrientes de los transistores VT3 y VT4 son iguales a la suma de las corrientes VT1 y VT3 o VT2 y VT4; Tomémoslos iguales a 15 mA. En este caso, la resistencia de las resistencias R5 = R6 = (Uex - ΔUbae)/YOVT3 = (10 - 0,6)/15 10-3 ≈ 620 ohmios. La desigualdad del voltaje umbral de los transistores VT7 y VT8 y las corrientes correspondientes de los transistores VT1 y VT2 se logra automáticamente mediante la acción del OOS a través de la resistencia R13, asegurando la igualdad de las corrientes de drenaje de los transistores VT7 y VT8. Pasemos al cálculo de los elementos del módulo de estabilización (ver Fig. 6). Elegimos la resistencia de las resistencias R1 y R3 de modo que el voltaje de funcionamiento en ellos, debido al doble de la corriente inicial, sea obviamente menor que el voltaje de apertura (0,6 V) de los potentes diodos de silicio VD1 y VD2: R1 = R3 < Uabierto/(2Imendigar) = 0,6/(2·0,1) = 3 ohmios. Elija R1 = R3 = 2 ohmios. El voltaje de funcionamiento en estas resistencias en reposo del amplificador, controlado durante la configuración (más correctamente, no hay nada que configurar durante la verificación), será UR1 = tuR3 = ImendigarR1 = 0,2V. Con los valores seleccionados R4 = R5 = 100 Ohm, las corrientes de los transistores VT3 y VT4 serán copias de las corrientes del brazo del amplificador reducidas 50 veces. En modo silencioso y cuando la señal cruce cero, serán iguales a 2 mA. El valor máximo de estas corrientes, igual a 7 mA, está determinado por el voltaje máximo (0,7 V) en los diodos VD1 y VD2. La resistencia de la resistencia R7 se selecciona a partir de la condición de que la corriente máxima de uno de transistores VT3 o VT4 cuando una señal lo suficientemente fuerte pasa a través de la cascada en el transistor VT8 puede cerrarse: R7 = Ehoyo/(2 yoмакс) = 60/(2·7) = 4,3 kOhmios. No es peligroso si las corrientes máximas de los transistores VT3 y VT4 son ligeramente superiores o inferiores a 7 mA. No contienen información sobre la corriente inicial del amplificador y el transistor VT8 está cerrado o su corriente es mínima. En modo silencioso o cuando el voltaje de la señal pasa por cero, el transistor VT8 está abierto y su colector máximo actual: IVT8 máx. = (0,5 Ehoyo - ΔUbae)/R7-2Imendigar/ 50 \u0,5d (60 0,6 - 4,3) / 2 - (100 50) / 3 \uXNUMXd XNUMX mA. Con esta corriente se forma la tensión de control nominal de los reguladores de tensión de polarización. La resistencia de la resistencia R12 se determina a partir de la condición de que el voltaje constante en ella en modo silencioso o pulsante en el momento en que la señal amplificada pasa por cero será ΔUbae mayor que el voltaje de control: R12 = (Uex + ΔUbae)/YOVT8 máx. = (10 + 0,6)/3 = 3,6 kOhmios Cálculo numérico de la capacitancia mínima del condensador C1 utilizando la fórmula dada en el apartado anterior, en Fн = 20 Hz y δп = 3% da 82 µF. Los condensadores C1 y C2 utilizados tienen una capacitancia menor, pero la duplican los condensadores C4 y C5 del propio amplificador (Fig. 5). Comprobación del rendimiento del detector de picos: τcargar/τtiempo = R12/(R11 horas21E7) = 3600/(10000 · 100) = 0,0036; tmin/T \u2d (2 arcsen (0,0365 0,0465)) / π \uXNUMXd XNUMX. La relación τcargar/τtiempo ≤ tmin/T se ejecuta con reserva. Derivemos una fórmula para verificar el cálculo de la corriente inicial en función de los parámetros seleccionados y especificados de los elementos del circuito. La corriente de reposo (también conocida como corriente inicial) de los transistores potentes está determinada por su voltaje de polarización, que, con pendientes altas o muy altas de las secciones ascendentes de las características de los transistores de efecto de campo, no difiere mucho del voltaje umbral. de estos transistores, por lo que asumiremos que en cualquier corriente inicial el voltaje de polarización es aproximadamente igual al umbral. Teniendo en cuenta que las corrientes de los transistores VT3 y VT4 (en la Fig. 5) se dividen por la mitad entre los transistores de las etapas diferenciales, tenemos
La segunda igualdad es equivalente a la primera, ya que R5 = R6 y R17 = R18. De acuerdo con el diagrama de la Fig. 6 pueden escribir
Resolviendo estas expresiones juntas, obtenemos para el amplificador como un todo
Aquí se han introducido índices adicionales para designar el nodo al que pertenece tal o cual resistencia: ms - módulo de estabilización, nosotros - el amplificador en sí. Cálculo numérico con sustitución en la fórmula de los datos del amplificador en Uya que = 3,5 V da el valor de Imendigar = 102,5 mA con error permitido. Pero lo que es especialmente valioso es la posibilidad de utilizar esta fórmula para evaluar la influencia de ciertos parámetros de los elementos amplificadores en la deriva inicial de la corriente del amplificador y, en primer lugar, el voltaje umbral de los transistores de efecto de campo. Un cambio en U que es completamente inaceptable para muchos amplificadoresya que transistores en ±20% provocaría su falla o una severa distorsión de la señal. En nuestro caso, solo cambia la corriente inicial del amplificador en ±12,5%, lo cual es bastante aceptable y probablemente ni siquiera los oyentes lo notarán. Construcción y detalles El amplificador está fabricado sobre la base del diseño "Radio Engineering U-101-stereo". Dos placas de circuito amplificador correspondientes al dibujo de la Fig. 7, se instalan en lugar de placas de circuito impreso de módulos ULF-50-8 en los disipadores de calor del amplificador base. Los transistores terminales VT7 y VT8 se montan en disipadores de calor aislados sin aislamiento adicional. Los condensadores de óxido del amplificador son K50-35, C7 es Jamicon NK no polar, el resto son K10-17. Las resistencias R19 y R20 son C5-16MV, el resto son C2-33N. El estrangulador sin marco L1 del módulo Unch-50-8 contiene 16 vueltas de cable PEV-11,3 enrollado en dos capas con un diámetro interno de 5 mm.
Tableros del módulo de estabilización, cuyo dibujo se muestra en la Fig. 8, instalado perpendicular a las placas del amplificador; se fijan con sus pasadores 1-6. Condensadores - K50-35, resistencias - S2-33N.
Conclusión La aparente complejidad del módulo de estabilización al principio se justifica por la eficacia del método de estabilización propuesto, la facilidad de cálculo y el bajo consumo de energía de este módulo, así como por la virtual ausencia de la necesidad de configurar un amplificador. Esto lo confirma el perfecto funcionamiento del amplificador experimental durante varios años. Esta estabilización del modo de etapas potentes se puede utilizar tanto en amplificadores de alta calidad y mayor confiabilidad, como en la mayoría de los amplificadores de transistores, en dispositivos de control, medición y automatización. Literatura
Autor: V.Efremov
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