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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Cálculo de amplificadores de transistores. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Radioaficionado principiante Los transistores, tan pronto como aparecieron, rápidamente ganaron un lugar dominante en la tecnología de amplificadores, y hay varias razones para ello. Los transistores no tienen filamento, lo que significa que no requieren energía para calentarlos, funcionan bien con voltajes de suministro bajos, son bien compatibles con cargas de baja impedancia (por ejemplo, cabezales de altavoces dinámicos), son duraderos y confiables. A diferencia de las válvulas, las características de los transistores se caracterizan por una notable no linealidad, y en los amplificadores debe reducirse con medidas adicionales, por ejemplo, la introducción de retroalimentación negativa (NFB). Detengámonos en el cálculo de un amplificador de potencia de frecuencia de audio algo más complejo, pero al menos el más común: UMZCH (Fig. 51). Todos los transistores utilizados en el amplificador son de silicio.
La etapa de entrada se ensambla mediante transistores VT1 y VT2 mediante un circuito diferencial. Responde sólo a la diferencia de voltaje aplicada a las entradas inversoras y no inversoras. Esta diferencia, dependiendo de la polaridad, cierra un transistor y abre el otro. La carga R1 está incluida en el circuito colector del transistor VT1, pero parte de su corriente de colector se dirige al circuito base del transistor de la etapa pre-final VT3, proporcionando polarización y suministrándole una señal. La etapa final se ensambla utilizando transistores VT4 y VT5 en un circuito push-pull con transistores conectados en serie. Operan en modo clase AB o incluso B dependiendo de la polarización creada por los diodos VD1 y VD2. El amplificador se carga en el cabezal dinámico BA1, que se enciende sin condensador de acoplamiento, ya que en modo de reposo el voltaje en la salida del amplificador es prácticamente cero. El amplificador se alimenta desde una fuente bipolar (Fig. 52) con los mismos voltajes de salida. Los circuitos del amplificador y de la fuente de alimentación son extremadamente simples, pero aún así el diseño ensamblado con ellos es bastante funcional y puede proporcionar buenos parámetros.
Otras mejoras se reducen a la instalación de generadores de corriente de transistores en lugar de resistencias, estabilizadores de voltaje en la fuente de alimentación, la inclusión de seguidores de emisores entre etapas individuales; las variaciones sobre este tema son infinitas y aquellos interesados en los circuitos UMZCH los estudiarán ellos mismos. utilizando otras publicaciones. Pasaremos al cálculo del esquema más simple. Un amplificador (Fig. 51) no es más que un amplificador operacional (op-amp) en su forma más simple. Los amplificadores operacionales tienen una serie de ventajas que les proporcionan una aplicación universal y más amplia. La impedancia de entrada y la ganancia de un amplificador operacional ideal son infinitas y la impedancia de salida es cero. Un amplificador operacional ideal responde sólo a la diferencia de voltaje entre sus entradas. Esto significa que un cambio simultáneo (en modo común) de voltaje en las entradas no da como resultado una señal de salida. Nuestro amplificador operacional está lejos de ser ideal: su resistencia de entrada es de decenas de kiloohmios, su ganancia es de varios miles y la supresión del componente de modo común de la señal de entrada no supera los 20...40 dB. Sin embargo, se enciende y funciona de la misma manera que un amplificador operacional ideal (Fig. 53).
La señal de entrada se suministra a través del condensador de aislamiento C4 a la entrada no inversora DA1 (lo que está en el triángulo corresponde al circuito de la Fig. 51, pero también puede ser otro amplificador operacional con una salida potente, por ejemplo, K157UD1 , K174UN11, etc.). La resistencia R4 pone el potencial de entrada a cero. Sin retroalimentación negativa, que reduce la ganancia y al mismo tiempo la distorsión no lineal, y también expande la banda de frecuencias amplificadas, el amplificador operacional no puede funcionar. OOS se suministra desde la salida del amplificador a la entrada inversora a través de la resistencia R6. En corriente continua y frecuencias más bajas, la cadena C5R5 no juega ningún papel, por lo que la profundidad OOS es del 100%. Esto significa que los potenciales en la salida y en la entrada inversora también son cero. De hecho, la más mínima desviación del potencial de salida, por ejemplo, en la dirección positiva, se transmitirá a la entrada inversora a través de la resistencia R6, se amplificará y conducirá a una disminución del potencial de salida, compensando la desviación inicial. La situación es diferente con la corriente alterna 3H: el divisor R6R5 opera en el circuito OOS y solo una parte del voltaje de salida alterna, igual a UoutxR5/(R5 + R6), se transmite a la entrada inversora. Los voltajes en las entradas son casi iguales (no olvidemos que la ganancia del amplificador operacional es de miles), por lo que la fórmula para la ganancia será: K = Uvyx/UBX=1 + R6/R5. La reactancia del condensador a la frecuencia más baja de la banda de paso del amplificador fH debe ser menor que la resistencia de la resistencia R5, por lo tanto C5≥ 1/2πfHR5. Para completar el cálculo de los elementos del circuito en la Fig. 53, sólo tenemos que elegir las resistencias de las resistencias R4 y R6. Es aconsejable tomarlos iguales, entonces las mismas corrientes de entrada del amplificador operacional, que pasan a través de estas resistencias, provocarán las mismas caídas de voltaje. La diferencia de voltaje en las entradas permanecerá cero. Sin embargo, estas caídas de tensión no deben ser grandes, es razonable limitarlas a 50... 100 mV. Por eso, R4 = R6 = (0,05...0,1 )/pulg. Por ejemplo, con iin = 1 µA, las resistencias de la resistencia son iguales a 50... 100 kOhm. Pasemos ahora al cálculo de los elementos internos del amplificador operacional (ver Fig. 51). La corriente de los transistores de entrada VT1 y VT2 (es la misma) es i1 = i2 h21e donde h21e es el coeficiente de transferencia de corriente estática de los transistores de entrada en un circuito con un emisor común (también debería ser el mismo si es posible). La corriente total de los transistores pasa a través de la resistencia R2 y la caída de voltaje a través de ella debe ser 0,5 V (voltaje umbral para abrir los transistores) menor que el voltaje de la fuente de alimentación En. De aquí R2 = (En-0,5)/2i1 En h21e = 100 e iin = 1 µA, la corriente de cada transistor de entrada será de 0,1 mA y la resistencia de la resistencia R2 en En = 6 V es de 27 kOhm. La corriente i debe crear una caída de voltaje a través de la resistencia R1 suficiente para abrir el transistor VT3, es decir no menos de 0,5 V. Por lo tanto, la resistencia de la resistencia R1 debe ser R1 =0,5/i1 En nuestro ejemplo, R1 = 5 kOhm. Si elige más, una parte significativa de la corriente i se dirigirá a la base del transistor de la etapa pre-final VT3. Esto se puede permitir siempre que donde i3 es la corriente del colector del transistor VT3; h21EZ es su coeficiente de transferencia actual. El i3 actual se determinará durante cálculos posteriores. A continuación, puede comenzar a calcular las cascadas pre-terminal y final, y es mejor comenzar con esta última, ya que el modo de la primera está determinado en gran medida por ella. Aquí necesitará las características del colector de potentes transistores de salida, que se muestran en la Fig. 54 y figura en libros de referencia.
Se supone que los transistores VT4 y VT5 tienen las mismas características y difieren solo en la estructura. La industria produce pares similares de transistores complementarios (ejemplos: KT315 y KT361, KT815 y KT814, KT819 y KT818 con diferentes índices de letras). Las características muestran la dependencia de la corriente del colector del voltaje instantáneo en el colector en diferentes corrientes base. El gráfico muestra el área de modos permitidos del circuito del colector con líneas discontinuas: en la parte superior está limitado por la corriente máxima del colector, a la derecha, por el voltaje máximo permitido del colector, en la parte media, por el máximo permitido. Potencia de disipación del transistor, calculada como el producto de la corriente y el voltaje del colector. La línea de carga no debe cruzar los límites de los modos permitidos en ninguna parte. Como ya se mencionó, los transistores VT4 y VT5 funcionan en un modo cercano a la clase B. Esto significa que, en ausencia de una señal, el voltaje en el transistor es Ep y la corriente es cercana a cero (el lado derecho del linea de carga). En la media onda positiva de la señal, el transistor superior del circuito (VT4) se abre, en la media onda negativa, el inferior (VT5). Dado que los procesos son completamente simétricos, consideremos el funcionamiento del transistor superior. A medida que se abre, la corriente del colector aumenta y el voltaje del colector-emisor cae, ya que se libera una media onda de voltaje positiva en la carga: el cabezal BA1. Moviéndonos a lo largo de la línea de carga hacia la izquierda y hacia arriba, usando las características del colector determinamos ik max y Uk min como se muestran en la Fig. 54. Si no hay características, entonces se considera que la corriente ik max es ligeramente menor que la corriente máxima permitida del colector, y Uk min significa el voltaje de saturación del colector-emisor (caída de voltaje a través del transistor cuando está completamente abierto). Conocer los dos últimos parámetros permite calcular la potencia entregada por el amplificador. De hecho, la oscilación (amplitud) del voltaje de CA en la carga será En - Uk min, y la amplitud de la corriente - ik max. El poder será P \u2d (En - Reino Unido min) ik max / XNUMX. En la práctica, aquí suele comenzar el cálculo: una vez especificada la potencia de salida, se determina la tensión de alimentación En y se selecciona el tipo de transistores de salida que proporcionan la corriente máxima requerida y corresponden a los parámetros máximos permitidos (Fig. 54). También debe tenerse en cuenta que el voltaje del colector de un transistor cerrado puede alcanzar casi 2En; el valor máximo permitido del voltaje del colector-emisor de los transistores seleccionados debe ser al menos 2En. Conociendo el coeficiente de transferencia de corriente (en modo de señal grande) de los transistores de salida h21e4 y h21e5 (nuevamente, es deseable que sean iguales), encuentre la corriente de base máxima ib4 = ik máx/h21e4 La corriente del colector de la etapa pre-final (recuerde que, a diferencia de los transistores de salida, opera en clase A) debe ser significativamente mayor que ib4. Aquí se revelan las deficiencias del esquema más simple (ver Fig. 51). El hecho es que con la media onda positiva de la señal, el transistor VT3 se abre y su corriente creciente abre el transistor de salida VT4. Estos procesos están sucediendo bastante bien. Pero en la media onda negativa de la señal, el transistor VT5 debe abrirse, y su corriente de base máxima está determinada por la resistencia R3, y el voltaje a través de esta resistencia en el pico de la media onda negativa es incluso menor que Uк min. Por eso es necesario establecer una corriente alta en el colector de la etapa pre-final i3, 10...20 veces mayor que ib4, y calcular la resistencia de la resistencia R3 usando la fórmula R3 = En/i3. Por supuesto, esto no es rentable: es necesario instalar un transistor bastante potente en la etapa pre-terminal y se reduce la eficiencia de todo el amplificador. Las siguientes medidas corrigen la situación: aumentar el coeficiente de transferencia de corriente de los transistores de salida (instalar transistores compuestos, dos o al menos uno en lugar de VT5), usar un generador de corriente de transistor en lugar de la resistencia R3, encender un "amplificador de voltaje". En el último caso, la resistencia R3 se compone de dos resistencias conectadas en serie y su punto medio está conectado a través de un condensador grande a la salida del amplificador. La retroalimentación positiva local resultante contribuye a una mejor apertura del transistor VT5. La última parte del amplificador que queda sin examinar es el condensador C1, que corrige la respuesta de frecuencia en la región de frecuencias más altas. Su capacidad suele ser pequeña: decenas de picofaradios. Se discutirá con más detalle en la siguiente sección. Pregunta para autoexamen. Calcule el UMZCH con los siguientes parámetros, voltaje de entrada - 0,1 V, voltaje de suministro - ±6,3 V, resistencia de carga - 4 ohmios, banda de frecuencia reproducible - 50 Hz ... 12,5 kHz. Seleccione el tipo de transistor. Determine la potencia máxima de salida en una onda sinusoidal. respuesta. Comencemos con lo último: calculemos la etapa de salida en el modo de potencia máxima de salida. Poniendo el voltaje residual en el colector del transistor de salida abierto Ukmin = 0,3 V, obtenemos la amplitud del componente de frecuencia variable en la salida Um = 6 V. Entonces el valor máximo de la corriente a través del transistor será lm= tum/RH = 6 V/4 Ohm -= 1,5 A. La potencia de salida de la señal sinusoidal será P = = UmIm/2 = 4,5 W. El valor promedio de la corriente del pulso coseno a través de los transistores de salida es 0,32 l.m (0,32 es el coeficiente cero de descomposición del pulso en componentes armónicos). Así que yo0 = 0,32 litrosm \u0,5d XNUMX A. Aquí debemos agregar otra corriente de reposo Ipok Los transistores de salida son de aproximadamente 0,05 A. Ahora encontramos la potencia consumida por el amplificador P0 = 2En(I0 + Ipok)= 7W. Como puedes ver, la eficiencia del amplificador en modo de máxima potencia será sólo R/P0 = 4,5 W/7 W = 0,64 o 64 %. A potencias más bajas la eficiencia será aún menor. Cada uno de los transistores de salida disipará potencia (P0 - P)/2 = 1,25 W. Una buena elección de transistores es el par complementario KT816, KT817 (con cualquier índice de letras). Sus parámetros satisfacen nuestras condiciones con un margen significativo. La ganancia de voltaje de las etapas preliminares debe ser de al menos 6,3 V/0,1 V = 63. Una etapa de transistor, teniendo en cuenta la carga en la baja impedancia de entrada de transistores potentes, no proporcionará tal ganancia, por lo tanto, al menos dos etapas son necesario. Diagramas recomendados en la Fig. 51-53. El exceso de ganancia se amortigua introduciendo OOS (Fig. 53) con una relación de resistencia R6/R5 de aproximadamente 60...70. Autor: V.Polyakov, Moscú
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