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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA VCO de banda estrecha de dos canales para ajustar la respuesta de frecuencia de filtros de cuarzo. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / diseñador radioaficionado Al verificar y configurar rutas IF con filtros de cuarzo o filtros de cuarzo individuales, la mayoría de los radioaficionados tienen problemas sobre dónde obtener una señal de prueba. No siempre es posible medir parámetros indirectamente utilizando mezcladores receptores. No todos los generadores de medición multifuncionales de precisión disponibles y relativamente económicos cubren el rango de frecuencia de 30...90 MHz, o la estabilidad de los generadores de RF convencionales (con función GFC) no permitirá una medición y ajuste precisos de las características de los filtros de cuarzo. . Pero la mayoría de las veces, dicho equipo simplemente no está disponible y no es razonable comprar un generador costoso solo para este trabajo. Este artículo describe un oscilador controlado por voltaje (VCO) de dos canales con un rango de sintonización pequeño (varias decenas de kilohercios), una frecuencia central de 2...90 MHz, una resistencia de salida de 50 ohmios y una señal de salida con un pico. -rango de pico de 100...300 mV. El dispositivo está diseñado para funcionar como parte de un medidor de respuesta de frecuencia en lugar de un medidor de respuesta de frecuencia, y también puede funcionar junto con otro generador de señal de diente de sierra. Para obtener un funcionamiento estable del VCO, se utilizaron resonadores cerámicos económicos y accesibles como elementos de ajuste de frecuencia para frecuencias de 2...12 MHz y una mayor multiplicación de frecuencia. Por supuesto, una base de elementos moderna permitiría resolver el mismo problema utilizando generadores DDS o generadores con PLL (con un microcontrolador y el software correspondiente), pero entonces la complejidad de dicho dispositivo excedería la complejidad del equipo que se está probando. Por lo tanto, el objetivo era crear un generador sencillo utilizando los elementos disponibles y no tener que preocuparse por la fabricación de inductores, así como configurar el dispositivo utilizando instrumentos de medición sencillos. El dispositivo está dividido en unidades funcionales independientes que se pueden montar o no, según las necesidades del propietario. Por ejemplo, si tiene un generador DDS multifuncional, entonces no puede ensamblar los generadores y usar solo multiplicadores de frecuencia y el filtro principal para alcanzar la frecuencia final. Para evitar un funcionamiento inestable, recomiendo utilizar exclusivamente microcircuitos CMOS de la serie 74ACxx en la parte de alta frecuencia. La placa del dispositivo (Fig. 1) con unas dimensiones de 100x160 mm está diseñada de tal manera que se puede hacer de una cara (la parte superior en la que se encuentran todos los elementos excepto los cables de puente) o de dos caras si se planea utilice el dispositivo en frecuencias superiores a 25 MHz. La numeración de elementos en el esquema del circuito y en el tablero comienza con el número asignado al nodo en el que están incluidos. En la Fig. La Figura 2 muestra la instalación de elementos en una versión unilateral del tablero. En este caso, las clavijas del microcircuito en el paquete DIP están soldadas desde el lado de los conductores impresos, lo que requiere especial cuidado.
Los resonadores cerámicos tienen una buena estabilidad de frecuencia a corto plazo, lo que permite utilizar su señal para instalar filtros de cuarzo y medir de forma fiable sus pendientes pronunciadas. El intervalo de interresonancia de tales resonadores es un orden de magnitud mayor que el de los de cuarzo. Se pueden aumentar la frecuencia entre +0,3...-2% del valor nominal sin problemas. En mesa La Figura 1 muestra los principales parámetros de los resonadores piezocerámicos adquiridos en 2015 en Rusia y su rango de sintonización de frecuencia para el caso de construir un generador basado en los elementos lógicos del microcircuito 74AC86. Tabla 1
1) P - resonadores de la serie ZTA, PC - resonadores de la serie ZTT (con condensadores incorporados), D - discriminador (para uso en detectores de FM). 2) Con dos condensadores de 280pF. 3) Con dos condensadores de 20pF. Los resonadores cerámicos para frecuencias más altas (más de 13 MHz) se fabrican obviamente con otra tecnología y su rango de sintonización de frecuencia es muy pequeño. Los resonadores de la serie ZTT tienen condensadores incorporados y, por lo tanto, es mucho más difícil sintonizarlos en frecuencia y no siempre es posible obtener la frecuencia nominal. En mesa 2 muestra los valores de frecuencia IF más comunes en varios dispositivos receptores de radio (RPU) y transceptores, así como opciones para generar estas frecuencias utilizando resonadores cerámicos. El análisis de los coeficientes de multiplicación o división requeridos revelará la necesidad de utilizar la multiplicación por dos para ampliar la cantidad de opciones posibles y garantizar la calidad de la señal. Tabla 2
Para comprender el funcionamiento de los multiplicadores de frecuencia propuestos, presentaré brevemente los parámetros importantes de los espectros de las señales de salida de los elementos lógicos CMOS de la serie 74AC. Estos elementos de alta velocidad funcionan con una tensión de alimentación de 2...6 V, y sin carga capacitiva, el tiempo mínimo de subida de los pulsos de salida es de 1 ns, lo que permite obtener importantes componentes espectrales hasta una frecuencia de 250 megaciclos. Al mismo tiempo, la resistencia de salida de los elementos es de aproximadamente 25 ohmios, lo que facilita la obtención de energía significativa de componentes armónicos más altos. La característica de transferencia de los elementos lógicos de esta serie es simétrica y la etapa de salida tiene la misma capacidad de carga y velocidad de conmutación para la corriente de fuga y de sumidero. Por lo tanto, la señal de salida de elementos lógicos y flip-flops de la serie 74ACxx hasta frecuencias de 30 MHz puede considerarse ideal y todas las leyes matemáticas relacionadas con los espectros de señales pulsadas se pueden aplicar en la práctica con alta precisión. Señal rectangular con la misma duración de pulso tи y hace una pausaп el llamado meandro (factor de trabajo Q = T/tи = 2, donde T es el período de repetición del pulso T = tи+tп, pero a veces se utiliza el término “factor de llenado”, el inverso del ciclo de trabajo K = 1/Q), contiene en el espectro, además del primer armónico (F1 = 1/T - frecuencia fundamental), también armónicos impares (2n+ 1)F1, donde n = 1, 2, 3.... En la práctica, la supresión de armónicos pares puede alcanzar los 40 dB sin el uso de medidas especiales, y para obtener una supresión de hasta 60 dB, es necesario garantizar la estabilidad a largo plazo. de los parámetros de los elementos utilizando OOS y con un ajuste cuidadoso adicional. La experiencia ha demostrado que los divisores de frecuencia en dos (flip-flops D y flip-flops JK de la serie 74ACxx, así como el divisor de frecuencia 74AC4040) en frecuencias de hasta 4 MHz proporcionan una supresión de hasta 60 dB. A una frecuencia de salida de 30 MHz disminuye a 30 dB y a frecuencias superiores a 100 MHz no se produce una supresión pronunciada de los armónicos pares. Por lo tanto, la onda cuadrada tiene especial importancia en los multiplicadores de frecuencia debido a la relativa pureza del espectro, lo que simplifica los filtros posteriores. Por este motivo, el dispositivo propuesto proporciona elementos para ajustar la simetría de la señal. Las características de salida casi ideales de los elementos de la serie 74ACxx permiten, sin el uso de un analizador de espectro que utilice elementos de ajuste, obtener la forma de señal deseada midiendo el voltaje CC promedio en la salida. La supresión de armónicos pares de hasta 40...50 dB en frecuencias de hasta 20 MHz se consigue sin problemas. El ciclo de trabajo (factor de trabajo) de la señal de salida se puede medir usando un multímetro digital en el modo de medición de voltaje CC (Ren ≥ 10 MOhm), sin cambiar el límite de medida (Fig. 3). Primero se calibra el multímetro, para ello se conecta a través de una resistencia con una resistencia de 33...100 kOhm a las líneas eléctricas (directamente a los terminales correspondientes del microcircuito). Dado que la resistencia de entrada del multímetro es de 10 MOhm, sus lecturas (Uк) será un 0,3...1% menor que la tensión de alimentación. La resistencia, junto con todas las capacidades de los cables y la entrada del multímetro, forman un filtro de paso bajo para la señal de alta frecuencia. Si hay una señal de pulso con Q = 2 en la salida del elemento lógico, el multímetro mostrará UO = 0,5 Uк. En la Fig. La Figura 4 muestra el espectro de la señal a la salida del generador del microcircuito 74AC86 sin medidas especiales de equilibrio, la supresión del segundo armónico con respecto al primero es de aproximadamente 36 dB. Esto no es muy bueno para trabajar con multiplicadores de frecuencia.
Si se altera la simetría de la señal de salida, se pueden suprimir otros componentes espectrales. Por ejemplo, cuando Q = 3 (Fig. 5), los armónicos que son múltiplos de tres se suprimen en la señal de salida (Fig. 6). El establecimiento de este modo también se realiza mediante un multímetro, solo es necesario obtener el voltaje promedio UO = 0,333 Uк (o 0,666Uк). Esta opción es especialmente interesante si necesitas multiplicar por dos o cuatro. En el caso de armónicos más altos, el coste de los filtros ya dificulta la aplicación práctica de esta opción.
Así, la onda cuadrada es ideal para obtener armónicos impares de la señal, hasta el séptimo. Los más altos ya están muy atenuados y su extracción requeriría filtros y amplificadores complejos. Los armónicos segundo y cuarto se obtienen mejor con un ciclo de trabajo de la señal de salida Q = 3. Si se necesitan todos los armónicos cercanos en el espectro, debe configurar Q = 2,41 (K = 41,5%). Hay una nota importante aquí. A veces sucede que las interferencias del oscilador local o del propio sistema PLL del microcontrolador "vagan" hacia el receptor. Al seleccionar hábilmente el ciclo de trabajo de la señal del reloj, puede suprimir algunos de los armónicos que interfieren. Pero, en general, el fondo general de armónicos de la señal de reloj se puede reducir si, de forma predeterminada, su ciclo de trabajo se establece exactamente en Q = 2. El dispositivo propuesto utiliza principalmente elementos lógicos CMOS que funcionan en modo lineal. Para ello se utiliza el modo inversor (si el elemento es de dos entradas, la segunda entrada se conecta a un cable común o línea de alimentación) y se introduce retroalimentación CC (Fig. 7) para mantener el punto de funcionamiento en el medio del característica de transferencia. La resistencia R3 proporciona OOS y con la ayuda de las resistencias R1 y R2 se puede cambiar la posición del punto de operación según la característica de transferencia. Este circuito también permite equilibrar los elementos lógicos de la serie 74xCTxx, que tienen un umbral de conmutación de aproximadamente 1,2 V (con una tensión de alimentación de 3,3 V). El criterio para una configuración correcta es establecer la tensión de salida al 50% de la alimentación. La resistencia de la resistencia R2 se elige lo más grande posible para que tenga menos influencia en los circuitos de señal de entrada.
La pendiente de la característica de transferencia corresponde a una ganancia de tensión de 30...40 dB. Por lo tanto, una señal de entrada con un voltaje de varias decenas de milivoltios ya provoca un cambio en la salida de cero al máximo. Para reducir el ruido al cambiar de un estado a otro, se debe proporcionar una cierta velocidad de respuesta de la señal en la entrada (para la serie 74ACxx, aproximadamente 125 mV/ns). En este caso existe una frecuencia límite inferior, en la que no se producen ruidos molestos ni autoexcitación al pasar por la sección activa de la característica. Si se habilita un circuito LC paralelo en la entrada de la puerta lógica, se pueden suministrar señales de entrada de frecuencia más baja sin causar ruido. Con una tensión de alimentación de 3,3 V a una frecuencia de 3 MHz, la oscilación mínima de tensión es de 0,5...1 V. Para operar a frecuencias más bajas, es necesario utilizar elementos lógicos de las series 74HCxx, MM74Cxx, 40xx. Basado en el elemento OR EXCLUSIVO (chip 74AC86), puede hacer fácilmente un multiplicador de frecuencia por dos si la señal se aplica a una entrada directamente, a la otra entrada a través de una línea de retardo basada en un circuito RC (Fig. 8). Si la constante de tiempo del circuito RC (τ) es significativamente menor que el período de repetición del pulso T, obtendremos pulsos cortos en la salida con cada caída de voltaje de entrada, es decir, el número de pulsos (y por lo tanto su frecuencia) se ha duplicado. A medida que aumenta el retardo (constante de tiempo del circuito RC) en el condensador C1, la señal se vuelve triangular y su amplitud disminuye, por lo que la precisión de conmutación disminuye y la calidad de la señal se deteriora: los frentes "flotan" con ruido. Un multiplicador de este tipo opera de manera estable en τ < 0,2T. Para él es muy importante que t1 = t2. En este caso, la señal de entrada es una onda cuadrada (Q = 2), y luego en la salida del multiplicador se suprimirá la señal con la frecuencia de entrada (hasta 40 dB).
El espectro de la señal de salida será aún más limpio en el caso de Q = 3 (Fig. 9). En este caso, el multiplicador “producirá” armónicos en la salida a frecuencias de 2F1, 4F1, 8F1, 10F1, 14F1, 16F1 etc.). Sólo los armónicos en 2F son de importancia práctica.1 y 4F1, y la supresión de armónicos con frecuencias F1, 3F1, 5F1 y 6F1 ayuda. Con esta configuración la salida debería ser UO = 0,333 Uк.
Si la tarea del VCO es generar una señal para configurar un filtro de cristal, entonces puede surgir la pregunta: ¿no es suficiente suministrar una señal de pulso desde la salida del elemento lógico directamente al filtro de cristal (a través de un atenuador de adaptación resistivo)? ? Después de todo, el propio filtro suprimirá otros armónicos. En algunos casos esto es posible, pero la "plaga" más grande e impredecible es el fundamental de alta potencia. Puede pasar fácilmente por alto el filtro y provocar un alto nivel de señal de fondo en el detector de banda ancha. La energía total de los armónicos restantes también es grande y las consecuencias son las mismas. Además, muchos filtros de cristal de alta frecuencia funcionan en armónicos (principalmente el tercero) y al mismo tiempo tienen canales de transmisión parásitos cerca de la frecuencia fundamental, a través de los cuales la señal de prueba puede penetrar y causar distorsión de la respuesta de frecuencia en la pantalla, que de hecho No está ahí. Por lo tanto, recomiendo no abandonar el filtro en la salida del multiplicador de frecuencia; este es uno de los elementos más importantes que, en última instancia, determinará la calidad del trabajo en la RPU. Por ejemplo en la Fig. La Figura 10 muestra el espectro de la señal (ver Fig. 4) después de pasar por un filtro LC de doble circuito. El séptimo armónico permanece en la salida (55846 kHz), el quinto se suprime en 30 dB y el principal se suprime en más de 42 dB, por lo que interferirán poco con las mediciones de alta calidad.
El diagrama de bloques del generador de medición se muestra en la Fig. 11. El circuito proporciona dos generadores (G1, G2) del mismo diseño para ampliar la funcionalidad del dispositivo. Después de ellos, se produce una multiplicación de frecuencia intermedia en el multiplicador-divisor de frecuencia U1 o en el multiplicador de frecuencia U2. El factor de multiplicación es uno, dos, tres o cuatro. Además, en el multiplicador-divisor de frecuencia U1, la frecuencia de la señal se puede dividir por dos o cuatro antes de multiplicar. En el mezclador, a la salida del elemento DD1 y después del filtro de paso bajo Z3 (frecuencia de corte - 100 kHz), se genera una señal a la frecuencia F = |n1Fgong1 - norte2Fgong2|. El mezclador también funciona con armónicos.
El modulador contiene los elementos DD2, DD3, Z1 y Z2, que forman el ciclo de trabajo de señal necesario para la última etapa de multiplicación. Con ciclo de trabajo Q = 2, los elementos Z1 y Z2 no son necesarios. DD4 y DD5 funcionan como amplificadores de búfer y, además, pueden modularse por impulsos. El generador G3 genera pulsos cortos para simular ruido impulsivo y se activa con un nivel alto de señal SPON. Si su frecuencia se reduce entre 100...1000 veces (aumentando la capacidad de los condensadores correspondientes), la dinámica del AGC o supresor de ruido se puede ajustar en la RPU. Utilizando los filtros Z4 y Z5 se aísla el armónico deseado y los amplificadores A2 y A3 dan a las señales el nivel requerido. En la salida GEN-3, puede crear una señal combinada usando los puentes S1 y S2. La unidad de fuente de alimentación (PSU) proporciona un voltaje de 3,3 V a los componentes del dispositivo, y también hay una salida de voltaje de +3,9 V para alimentar los equipos de bajo consumo que se están probando (radios TECSUN, DEGEN, etc.) Voltaje de +5 V desde USB se puede alimentar al puerto de entrada de la fuente de alimentación o al cargador de un teléfono celular, así como desde una fuente de alimentación no estabilizada con un voltaje de salida de 5...15 V. La corriente consumida por el dispositivo depende de la frecuencia del generadores y no supera los 70 mA cuando está completamente equipado. osciladores maestros El circuito VCO para la versión con frecuencias de salida de 55845 y 34785 kHz se muestra en la Fig. 12. A diferencia del conocido circuito "computador" simple de un oscilador de cuarzo basado en elementos lógicos, aquí se utilizan conjuntos varicap VD100, VD101 (VD200, VD201) para sintonizar la frecuencia. En cada conjunto para la señal de RF, los varicaps están conectados en serie. Esto le permite reducir el voltaje de la señal en cada uno de ellos y suministrar un voltaje de control relativamente pequeño.
La elección de varicaps depende del modo de funcionamiento del resonador. Si se requiere el funcionamiento del oscilador maestro (MG) a la frecuencia (Fsg), que es mayor o cercana a la frecuencia nominal del resonador, son adecuados varicaps con una capacitancia máxima de hasta 40 pF (KV111, BB304). Si planea ajustar la frecuencia varias decenas de kilohercios por debajo del valor nominal, la placa proporciona espacio para instalar conjuntos adicionales del mismo tipo. Y si la frecuencia ya es 100 kHz menor que la nominal, se necesitarán varicaps, que a un voltaje de 2 V tienen una capacitancia de aproximadamente 150 pF (VV212). Usando los condensadores de sintonización C102, C107 (C202, C207), puede cambiar el rango de escaneo en frecuencia dependiendo de la señal de control en la entrada "SCAN-1" ("SCAN-2"). Se puede suministrar un voltaje de control de 1...2 V a la entrada de control de frecuencia "SCAN-0" ("SCAN-15"). En este caso, el voltaje en los varicaps variará de 1,65 a 9,15 V, y el La característica de modulación del VCO es una linealidad satisfactoria. Para activar (encender) el generador es necesario instalar el jumper S100 "EN1" (S200 "EN2"). La resistencia de ajuste R106 (R206) se utiliza para equilibrar la señal de salida, para obtener un meandro. En el elemento DD100.3 (DD200.3) se puede montar una etapa intermedia o un multiplicador de frecuencia por dos. En el primer caso, basta con no instalar la resistencia R111 (R211). En segundo lugar, deberá seleccionar un condensador C109 (C209) para obtener una señal de la mejor calidad a una frecuencia específica. El valor de este condensador indicado en el diagrama es apto para multiplicar de 3 a 6 MHz y puede modificarse proporcionalmente para otras frecuencias de salida de 2 a 16 MHz. El condensador de ajuste C108 (C208) establece la pureza máxima del espectro de la señal de salida (ciclo de trabajo óptimo Q = 3). En el primer CG, los divisores de frecuencia están ensamblados en los disparadores DD101.1 y DD101.2, y usando los interruptores S100.1 - S100.4 en la salida (XT100) puede configurar una señal con una frecuencia de 0,25Fsg, 0,5Fsg, Fsg, y 2Fsg. Si no es necesario cambiar la frecuencia, en lugar de los interruptores, debe instalar el puente requerido y no instalar el microcircuito DD101. La multiplicación de banda ancha por dos modos se logra a través del circuito RC R111, C108, C109 (R211, C208, C209). Para aislar la señal a la frecuencia requerida se utiliza un circuito LC, formado por los elementos L100, L101, C113 y C114 (L200, L201, C213 y C214). Para aislar el segundo armónico, la relación de las inductancias de las bobinas L101 y L100 (L201 y L200) debe ser 3: 1, para aislar el cuarto - 6: 1, y para el tercero (Q = 2) - aproximadamente 4: 1. Para frecuencias de 3...5 MHz, la inductancia total debe ser de 10...6 μH, para una frecuencia de 20 MHz, aproximadamente 2 μH. El circuito se sintoniza en resonancia mediante un condensador de sintonización C114 (C214). La determinación de la resonancia mediante el control de la amplitud de la señal directamente en el propio circuito no es deseable debido a la influencia del dispositivo de medición. Esto se hace mejor si, utilizando la resistencia R117 (R214), "perturba" ligeramente el meandro en la salida del elemento DD100.4 (DD200.4), luego, en resonancia (esta es la amplitud máxima de la señal sinusoidal), el El ciclo de trabajo de la señal de salida se aproxima a Q = 2, entonces esta resistencia establece el valor exacto Q = 2 en la salida de XT101 (XT201). Cuando se opera a la frecuencia fundamental, los elementos de este circuito LC y los elementos de balanceo no están instalados, y la salida del elemento DD100.3 (DD200.3) se conecta directamente a la entrada del elemento DD100.4 (DD200.4. 106). Las resistencias R206 y R2 configuran Q = 101 en la salida de XT201 (XTXNUMX). modulador Los elementos moduladores DD301.1 y DD301.3 se configuran dependiendo del factor de multiplicación de frecuencia deseado, lo que requiere un ajuste preciso de Q = 2 en las etapas anteriores. Al multiplicar por un número impar de veces, no es necesario instalar circuitos de retardo RC y se suministra la misma señal a ambas entradas (R307, R309, C302-C305 no están instalados). Para multiplicar por dos o cuatro usando estos circuitos, establezca Q = 3 en el pin 11 del elemento DD301.1 y en el pin 3 del elemento DD301.3. El elemento DD301.2 (DD301.4) realiza la modulación de impulsos. Desde su salida, a través de la resistencia R400 (R500), la señal pasa al filtro principal. Por lo tanto, se instalan dos condensadores de bloqueo en la placa directamente con este elemento. Sin ellos, habrá un impacto notable en otros nodos a través de las líneas eléctricas. La placa contiene resistencias R308, R310 y R311, conectadas a un cable común o línea de alimentación, que se pueden usar si se suministra una señal a estas entradas desde una fuente externa. Se ensambla un generador de impulsos en el chip DD300 para generar una señal con un ciclo de trabajo de hasta Q ≈ 1000. La frecuencia de la señal moduladora en el rango de 0,1...1 kHz se ajusta con la resistencia R301. La duración del impulso (8...80 μs) se ajusta con la resistencia R302. Estos parámetros son óptimos para configurar sistemas de supresión de ruido impulsivo (supresor de ruido). Al instalar el puente "SPON", se activa la modulación de pulsos de las señales de RF. Para facilitar el trabajo con un osciloscopio, se genera una señal "SYNC" con una amplitud de 1 V. Para verificar la respuesta del AGC o supresor de ruido en la RPU, debe cambiar los parámetros de sincronización de modulación. Para ello, se seleccionan los condensadores C300 y C301; su capacitancia puede variar dentro de amplios límites; está permitido utilizar condensadores de óxido, teniendo en cuenta su polaridad (menos - al cable común). Filtro principal El componente espectral más potente se encuentra en la frecuencia principal del GB y, en primer lugar, debe eliminarse debido a su potencia relativamente alta. Por lo tanto, el filtro principal de dos circuitos en los elementos L400-L403 y C402-C407 (L500-L503 y C502-C507) "comienza" con el inductor L400 (L500). En comparación con la opción con condensador, con el mismo número de elementos, se puede obtener una ganancia al suprimir el primer armónico de 10...16 dB. Al seleccionar el condensador C404 (C504), se establece que la conexión entre los circuitos ya no es crítica. Aproximadamente su capacidad debe ser 20...30 veces mayor que la capacidad del condensador de bucle C.к = C402 + C403 (C502 + C503). Esto garantiza una supresión óptima de los armónicos perturbadores. Las clasificaciones de los elementos se indican para una frecuencia de sintonización de filtro de aproximadamente 35 (56) MHz. La respuesta de frecuencia de estos filtros se muestra en la Fig. 13 y fig. 14 respectivamente. Puede cambiar la frecuencia de sintonización del filtro, por ejemplo, reducirla, aumentando proporcionalmente la inductancia de las bobinas y la capacitancia de los condensadores del filtro.
Para el rango de frecuencia 4...90 MHz, se pueden utilizar bobinas de choque de la serie EC-24. El condensador C407 (C507) se selecciona para obtener una oscilación de voltaje en la base del transistor: 30...60 mV. En la versión con una frecuencia central de 10,7 MHz se puede prescindir incluso de inductores. En lugar del filtro LC principal, se instala un piezofiltro con un ancho de banda de 180...350 kHz desde la ruta IF del receptor VHF. Su diagrama de conexión en el segundo canal se muestra en la Fig. 15. La resistencia nominal de la resistencia R500 (820 ohmios) está indicada para el caso de una señal a una frecuencia de 3566 kHz. Si la frecuencia es de 2...3 MHz, la resistencia debe reducirse a 620 ohmios. Las resistencias R2-R4 proporcionan una resistencia de carga de 330 ohmios para el filtro ZQ1, lo cual es importante para garantizar una desigualdad mínima en la respuesta de frecuencia en el rango de frecuencia de 10700 ± 50 kHz. La resistencia R4 aumenta la estabilidad del amplificador a altas frecuencias.
Un amplificador basado en un transistor VT400 (VT500) (ver Fig. 12) con una carga de 50 ohmios proporciona una señal con una oscilación de hasta 300 mV. Para garantizar el modo lineal, la corriente del colector del transistor debe ser de aproximadamente 10 mA; se establece seleccionando la resistencia R401 (R501). La ganancia es de aproximadamente 14 dB (5 veces). Para ajustar el filtro usando un multímetro, se instala un detector de diodo VD400 (VD500) en la salida del amplificador. El diodo 1N4148 funciona satisfactoriamente hasta 45 MHz. A frecuencias más altas, es recomendable utilizar diodos de germanio de alta frecuencia y baja potencia o diodos Schottky (series BAT o BAS). El filtro se ajusta a la señal máxima en la salida del detector. El circuito sumador (L504, C512-C515, R507-R509) no indica los valores de los elementos, ya que el diseño depende en gran medida de la tarea específica. Esto ofrece amplias posibilidades para la suma de señales. El sumador no puede reemplazar un generador de doble frecuencia de alta calidad para medir la distorsión de intermodulación e IP3, ya que ambas señales ya se han "cruzado" una vez en el modulador a través de los pines de alimentación comunes del microcircuito DD301. Sin embargo, estas distorsiones se pueden medir hasta un nivel de 30 dB, que en la mayoría de los casos es suficiente para ajustar los nodos de RF a un mínimo de distorsión. El mezclador del chip DD700 está diseñado principalmente para formar un marcador de frecuencia en la pantalla del osciloscopio al estudiar la respuesta de frecuencia del filtro. En este caso, un generador funciona como referencia sin escanear y su frecuencia se mide con un frecuencímetro. Cuando es igual a la frecuencia del generador de escaneo, se forma un latido cero, claramente visible en la pantalla. Con este método, en un modesto laboratorio doméstico, puede sintonizar con mucha precisión el filtro a la frecuencia requerida. Pero la batidora se puede utilizar para otros fines. Como funciona bien con todos los armónicos, es posible implementar una cuadrícula de marcadores (como en el medidor de respuesta de frecuencia X1-48 y similares). Dependiendo de la tarea específica, deberá seleccionar los parámetros de los filtros de paso bajo R700, C700, R701, C701. Si aplica solo una señal al mezclador (apague el segundo generador), esta señal estará en la salida. Ejemplos de implementación de VCO Al elegir una opción, es necesario tener en cuenta la presencia de resonadores, y siempre son más preferibles las opciones que utilizan un divisor de frecuencia intermedia por dos (o cuatro) o una multiplicación por dos (con Q = 3). La razón de esto es la ausencia del primer armónico del generador principal en el espectro intermedio (contactos XT400 y XT500), lo que elimina el juego del generador (“saltos” de frecuencia cuando cambia la carga). Para filtros de cuarzo que funcionan en el tercer armónico, es aconsejable evitar opciones con multiplicación por tres en el segundo multiplicador. En el oscilador maestro, mediante el uso de microcircuitos de las series 74AC86 o 74NS86, es posible cambiar el intervalo de funcionamiento de los resonadores en varias decenas de kilohercios. En el 74AC86 la frecuencia siempre será ligeramente mayor y la estabilidad de frecuencia será notablemente mejor. Para los microcircuitos 74NS86, el umbral de la característica de transferencia se desplaza al 33% del voltaje de suministro, lo que resulta inconveniente para implementar opciones con conversiones intermedias complejas. 4433 кГц Los filtros para esta frecuencia se fabrican en la mayoría de los casos a base de resonadores de cuarzo para decodificadores PAL. Estos filtros son populares entre los radioaficionados, ya que los resonadores son accesibles y relativamente baratos, y en un lote tienen una pequeña variedad de parámetros. Hacen filtros SSB/CW bastante “serios”. Una buena opción con alta estabilidad es utilizar un resonador a una frecuencia de 3580 kHz (sintonizado a 3546 kHz) seguido de una división por cuatro y una multiplicación por cinco. 5500 кГц Es posible generar una señal con una frecuencia de 5500 kHz si usa un resonador con una frecuencia de 11 MHz en el SG y luego divide la frecuencia por dos. En este caso obtendremos un espectro limpio y una influencia débil en el GB. En lugar del filtro LC principal, puede instalar un piezofiltro a una frecuencia de 5,5 MHz, utilizado en la ruta de audio del televisor (ver Fig. 15). 8814...9011kHz Se puede obtener una frecuencia en el rango de 8814...9011 kHz utilizando resonadores a una frecuencia de 6 (12) MHz, luego dividiéndola por dos (cuatro) y multiplicándola por tres. También puede utilizar un resonador con una frecuencia nominal de 3580 kHz, sintonizarlo en el rango de 3525...3604 kHz, luego dividir la frecuencia por dos y multiplicarla por cinco. Los resonadores con una frecuencia nominal de 3 MHz no son la mejor opción, ya que cuando se utilizan, el tercer armónico del generador principal cae en este rango. 10700 кГц Con un resonador discriminador a una frecuencia de 10700 kHz en el MG, puede obtener inmediatamente la señal requerida, pero la influencia mutua del MG y la salida UHF puede estropear el resultado de medir la respuesta de frecuencia de los filtros SSB con pendientes muy pronunciadas. El mejor resultado se puede obtener con un resonador a una frecuencia de 3,58 MHz (sintonizado a 3567 kHz) y multiplicado por tres. Con un resonador configurado a 4300 kHz (sintonizado a 4280 kHz), luego dividiéndolo por dos y multiplicando por cinco, obtenemos una señal muy estable para configurar filtros SSB. Según la experiencia, para ello es necesario adquirir varios resonadores, ya que tienen caídas de impedancia en el rango de frecuencia de 3,5...4,5 MHz, y elegir el "más suave". 21400 кГц Usando un resonador con una frecuencia de 3,58 MHz (sintonizado a 3567 kHz) y multiplicando por dos, obtenemos una señal con una frecuencia de 7133 kHz, el tercer armónico (21400 kHz) será resaltado por el filtro principal. También funcionará bien un resonador discriminador a una frecuencia de 10700 kHz con duplicación posterior. Para hacer esto, use el elemento DD301.1 y configure Q = 3 en su salida (R307 = 1 kOhm, C302 + C303 = 15 pF) (Fig. 16).
Al configurar con un multímetro, puede obtener una supresión de señal a una frecuencia de 32100 kHz de al menos 40 dB. Utilizando un analizador de espectro, la supresión se puede aumentar a 50 dB. La calidad de la señal después del filtro principal le permitirá medir la respuesta de frecuencia de los filtros en el rango de hasta 80...90 dB. 34875 кГц La frecuencia de 34875 kHz se obtiene mejor utilizando un resonador de 10 MHz en el SG y sintonizándolo a 9939 kHz, luego dividiéndolo por dos y multiplicando por siete. La segunda opción es configurar el resonador a una frecuencia de 3,58 MHz (sintonizada a 3487 kHz) con una multiplicación intermedia por dos y una multiplicación final por cinco. Esta opción es buena porque el filtro aísla mejor el quinto armónico que el séptimo. Definitivamente será necesario un ajuste cuidadoso de Q=2. 45 MHz A primera vista, hay muchas opciones para esta frecuencia, pero la mayoría requiere una multiplicación final por tres, lo que no siempre es bueno. Las mejores opciones son obtener primero una frecuencia de 9 MHz (seguida de cinco) o 6428 kHz (seguida de siete). Se puede alcanzar una frecuencia de 9 MHz utilizando un resonador discriminador a una frecuencia de 4500 kHz con duplicación preliminar de frecuencia o con resonadores a 3, 6, 12 MHz con división por dos (cuatro) y multiplicación por tres. Se implementa un filtro intermedio a 9 MHz en el caso de multiplicación de frecuencia por dos utilizando inductores L100 = 1,5 μH y L101 = 4,7 μH. Al multiplicar la frecuencia por tres, debe configurar L100 = 1 μH, condensador C113 = 39 pF. En resonancia, hay una señal con una oscilación de 100.4 V en la entrada del elemento DD1,5, que es suficiente para activar el elemento lógico. El principal requisito previo para obtener un espectro limpio al multiplicar la frecuencia por tres es una señal del generador con Q = 2. Si la señal proviene de la salida del divisor de frecuencia en el disparador DD101.1 o DD101.2, esto sucederá automáticamente. Sin divisor, debe configurar la señal 2G con Q = 2. Al multiplicar por dos, también necesita obtener una señal con Q = 100.1 en la salida del elemento DD100.3, y en el multiplicador (salida del elemento DD3 .108) configurar Q = 117 mediante el condensador C100.4. Luego el filtro se sintoniza en resonancia. Para hacer esto, primero, usando la resistencia R100.4, se altera el equilibrio del elemento DD17 para obtener una señal con ciclo de trabajo variable en la salida del elemento DD9 (Fig. XNUMX). La diferente duración de los impulsos se debe a que a una frecuencia de XNUMX MHz, la nueva energía entra en el circuito sólo cada tres impulsos.
Ajustando el filtro a resonancia, obtenemos una señal cuyo ciclo de trabajo ya está más cerca de Q = 2 (Fig. 18). En resonancia, las lecturas del multímetro son lo más cercanas posible al 50% del Reino Unido. Con una vuelta completa del condensador de sintonización, deberíamos notar este fenómeno dos veces y al mismo tiempo notar una señal limpia en la salida a una frecuencia de 9 MHz.
Finalmente, usando la resistencia R117, se restablece Q = 2. Esto se verifica usando un multímetro en el contacto XT400, ajustando el voltaje exactamente al 50% de UK. En este caso, el filtro posterior debe desactivarse temporalmente. En este caso, en el pin XT400 recibiremos una señal intermedia con una frecuencia de 9 MHz, en la que incluso los armónicos se suprimen en 40 dB y la multiplicación por 45 MHz no causa ninguna dificultad particular. 55845 кГц La solución a este problema la proporcionará un resonador con una frecuencia de 8 MHz (sintonizado a 7978 kHz). Pero será necesario un ajuste cuidadoso de Q = 2 en la entrada del filtro principal para suprimir los armónicos pares, así como los armónicos quinto y noveno. Otra opción es utilizar un resonador a una frecuencia de 3680 kHz (sintonizado a 3723 kHz) con una multiplicación intermedia por tres (11169 kHz) y una posterior multiplicación por cinco. 60128 кГц La opción más sencilla es utilizar un resonador a una frecuencia de 12 MHz (establecida en 12026 kHz) con una multiplicación por cinco. Puede utilizar un resonador a una frecuencia de 6 MHz aplicando una multiplicación preliminar por dos. El filtro intermedio a una frecuencia de 12 MHz consta de inductores L100 = 1 μH y L101 = 3,3 μH, condensador C113 = 33 pF. 64455 y 65128kHz El uso de un resonador discriminador a una frecuencia de 6,5 MHz (sintonizado a 6445 kHz) probablemente proporcionará la opción más óptima en términos de disponibilidad y estabilidad. Multiplicando por dos y cinco “pasamos” a una frecuencia de 64455 kHz. Para obtener una frecuencia de 65128 kHz, sintonizamos el generador a una frecuencia de 6,513 MHz. Para un filtro intermedio a una frecuencia de 13 MHz (después de multiplicar por dos), deberá configurar L100 = 0,82 µH y L101 = 2,2 µH, condensador C113 = 39 pF. 70200 y 70455kHz La opción más sencilla es utilizar un resonador en el SG a una frecuencia de 10 MHz (configuración 10030, 10065 kHz). Pero no todos los resonadores alcanzarán la frecuencia de 10050 kHz. Para obtener una frecuencia de 70455 kHz, puede utilizar un resonador con una frecuencia de 3,58 MHz (sintonizado a 3523 kHz). Después de multiplicar por cuatro, “vamos” a una frecuencia de 14091 kHz y luego multiplicamos por cinco. Consideremos esta opción con más detalle, ya que requiere una configuración cuidadosa paso a paso. Primero, es necesario obtener Q = 2 en el generador principal; es aconsejable aumentar la resistencia de la resistencia R118 (R215) a 330 kOhm para aumentar la estabilidad a largo plazo del ajuste. Luego establezca Q = 3 en la salida del primer multiplicador para obtener el nivel máximo de armónicos pares. El filtro intermedio está ajustado a una frecuencia de 14 MHz. Para hacer esto, configure L100 = 0,18 µH y L101 = 1 µH, capacitor C113 = 100 pF, C114 - trimmer 6...30 pF, resistencia R212 = 820 Ohm. El circuito tiene un factor de calidad alto y la línea espectral a una frecuencia de 7 MHz está suprimida en 40 dB. Después del equilibrio con la resistencia R117, obtenemos un espectro en el que no hay armonías uniformes de la señal principal y la señal a una frecuencia de 70 MHz es 26 dB más alta que todas las demás. El filtro de salida está configurado en L400 = 27 nH (tamaño 0805 o 0603). Bobinas de bucle (L401 y L402): 0,47 μH cada una (inductancias EC-24) y condensadores, con una capacidad total de 11 pF. La capacitancia total del capacitor C404 es 250 pF, C407 = 82 pF. El ancho de banda resultante es de aproximadamente 2 MHz, una señal con una frecuencia de 14 MHz es 40 dB menor que una señal con una frecuencia de 70 MHz, a una frecuencia de 42 MHz la supresión relativa es de 46 dB, a una frecuencia de 140 MHz - 26 dB. La oscilación de la señal de salida ("GEN1") es de 400 mV. La inestabilidad de frecuencia a corto plazo es de aproximadamente ±50 Hz. Durante 10 minutos, la frecuencia cambia lentamente en el rango de ±200 Hz. Estos valores se pueden reducir mediante protección, ya que los flujos de aire en la habitación tienen un efecto notable. Esto es suficiente para configurar filtros con un ancho de banda de más de 5 kHz. La dependencia de la frecuencia de la resistencia de carga prácticamente no se manifiesta. La versión con resonador a una frecuencia de 10 MHz resultó ser 2...3 veces más estable. Probablemente, con este ejemplo pasamos por la “escuela secundaria” de trabajar en HF con elementos lógicos CMOS de la serie 74AC y tuvimos una buena idea de los límites de esta técnica al implementar multiplicadores para altas frecuencias con medios mínimos. 80455 кГц Con una cavidad de 8 MHz (sintonizada a 8045 kHz) y una frecuencia primaria duplicada obtenemos 16090 kHz. La multiplicación posterior por cinco dará el resultado deseado. 90 MHz La opción más fiable es utilizar un resonador a una frecuencia de 12 MHz. Una división intermedia por dos producirá una señal estable a 6 MHz con hasta 50 dB de supresión de armónicos pares. Después de una multiplicación preliminar por tres, llegamos a una frecuencia de 18 MHz. En este caso, en el filtro intermedio (a 18 MHz) se instalan los inductores L100 = 0,56 μH y L101 = 2,2 μH y el condensador C113 = 12 pF. A una frecuencia de 90 MHz, el transistor KT368AM funciona bien y producirá una señal con una oscilación de 400 mV sin carga y 200 mV con una carga de 50 ohmios. El segundo armónico (180 MHz) se produce en UHF y se suprime en 20 dB. El filtro principal contiene L400 = 15 nH (tamaño 0805), L401 = L402 = 0,27 µH (EC-24), condensadores del circuito de 11 pF, condensadores C404 = 300 pF, C407 = 68 pF. En la Fig. La Figura 19 muestra la respuesta en frecuencia de este filtro con una banda de paso de 4 MHz a un nivel de 3 dB. Esta opción dio como resultado una excelente estabilidad a corto plazo y durante la primera hora de funcionamiento la frecuencia aumentó gradualmente en 1 kHz si la placa VCO se instalaba en una caja cerrada. Luego la frecuencia cambia lentamente en el rango de ±100 Hz.
135,495 MHz Para alcanzar una frecuencia tan alta, es mejor utilizar resonadores de cuarzo con una frecuencia de 15...20 MHz (primer armónico), que proporcionan una sintonización de 5...8 kHz. Pero será más confiable si suministra una señal desde un generador DDS económico con una frecuencia de 9022 o 15055 kHz a la entrada del elemento DD100.1 (DD200.1). Para obtener un nivel de señal suficiente a una frecuencia de 135 MHz, es necesario esforzarse por alcanzar una frecuencia suficientemente alta después de la primera multiplicación (27 o 45 MHz). El filtro de salida se puede implementar utilizando el filtro SAW HDF135-8, que tiene una buena supresión en frecuencias de hasta 100 MHz. Para igualar, es necesario instalar un circuito RC (1 pF + 68 Ohm) en su salida y proporcionar una impedancia de 301 Ohm en el lado del modulador (DD50) mediante un atenuador resistivo. Señales hasta 240 MHz Con este ejemplo quiero mostrar el potencial de los elementos aplicados. Por ejemplo, el ZG funciona a una frecuencia de 12 MHz. El multiplicador del DD100.3 está configurado en Q = 3 y emite pulsos con una frecuencia de 24 MHz al circuito LC. Es muy importante ajustar los filtros utilizando un analizador de espectro (o igualmente, un multímetro). El procedimiento de configuración es el mismo que para el filtro de 9 MHz, pero L100 = 0,56 µH y L101 = 2,2 µH, condensador C113 = 6,8 pF. En la salida (XT400) hay una señal con un espectro en el que se suprimen los armónicos impares de 50 a 24 MHz (al menos 300 dB) (gracias a la buena topología de la placa alrededor del DD301). La señal a 168 MHz es aproximadamente 18 dB más débil que la señal principal (24 MHz) y todavía hay un nivel significativo a 240 MHz (-26 dB). El VCO propuesto se puede utilizar cómodamente junto con un generador de voltaje de diente de sierra y un detector logarítmico (microcircuito AD8307). El funcionamiento de elementos CMOS en RF en combinación con circuitos LC abre oportunidades únicas en el desarrollo de equipos QRP. Los elementos lógicos de la serie 74AC tienen un ruido de fase bajo si, a frecuencias de 20...120 MHz, se aplica a su entrada una señal sinusoidal con una oscilación igual a la tensión de alimentación. Los elementos de la serie 74NS son menos adecuados para esto. Información adicional, así como dibujos de placas de circuito impreso en diferentes formatos: ftp://ftp.radio.ru/pub/2016/05/GUN.zip. Autor: Ayo Lohni
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