|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Control de transistores de efecto de campo en convertidores de pulsos. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / diseñador radioaficionado Como sabe, el uso de potentes transistores de efecto de campo en lugar de bipolares en los convertidores de voltaje de pulso proporciona una serie de ventajas. Puede leer sobre esto en la literatura especial, sin embargo, en primer lugar, es prácticamente inaccesible para el lector promedio y, en segundo lugar, los problemas de control de potentes transistores de efecto de campo se exponen, por regla general, de forma general. sin referencia a circuitos específicos, falta una descripción detallada de los convertidores de trabajo. El autor de este artículo presenta las características del uso de transistores de efecto de campo en tales dispositivos. Los transistores de efecto de campo de la estructura MIS con un canal n inducido son los más utilizados en convertidores de voltaje de pulso. Con voltaje cero en la puerta (con respecto a la fuente), el transistor se cierra y se abre con un voltaje positivo con un umbral bastante claramente definido. En la fig. La Figura 1 muestra la dependencia medida experimentalmente de la corriente de drenaje en el voltaje de fuente de puerta del transistor IRF630. El intervalo de tensión de entrada desde un estado totalmente cerrado hasta un estado saturado no supera los 0,5 V, lo que significa que el transistor normalmente está conmutando.
Dado que no hay acumulación de portadores de carga en el canal, no hay tiempo para su reabsorción. La duración de la subida y bajada de los pulsos de corriente de drenaje con una señal de control correspondiente es de 20 ... 30 ns a una corriente de operación completa que alcanza los 9 A. La tensión de drenaje-fuente de operación máxima Us max = 200 V, la POTENCIA máxima disipada Ppac máx = 75 W. La resistencia de entrada de los transistores MIS es puramente capacitiva, pero esto no significa que cuando se aplica un pulso de control a la puerta, se comportará como un capacitor convencional. En el circuito equivalente de un transistor, se distinguen tres capacidades principales: entrada Czi, entre la puerta y la fuente; el paso Cse - entre el drenaje y la puerta, la salida Cci - entre el drenaje y la fuente. La capacitancia Sei se carga como un capacitor convencional solo hasta el voltaje umbral Upor Tan pronto como se abre el transistor, se produce una retroalimentación de voltaje negativo a través de la capacitancia Ссз. Aparece una sección horizontal en la curva de carga de la capacitancia de entrada. Su duración, dependiendo de la corriente de carga, es de fracciones a unidades de microsegundos, sin embargo, juega un papel importante en la formación del pulso de corriente de drenaje. Para estudiar las características de la curva de carga, se ensambló un nodo, cuyo diagrama se muestra en la Fig. 2 (sin resistencia R3). El nodo está alimentado por dos fuentes Upit1 y Upit2, ya que el voltaje de drenaje alcanza cientos de voltios.
Los diagramas de tensión en los puntos característicos del nodo se muestran en una escala arbitraria en la Fig. 3.
Hasta el momento, el voltaje positivo en la entrada mantiene abierto el transistor VT1. La duración de la subida y bajada de los pulsos de disparo (total con el tiempo de subida del amplificador del osciloscopio) no superó los 20 nseg, por lo que no se muestran en el diagrama. En el segmento t1 ... t2, cuando el transistor VT1 ya está cerrado, VT2 también está cerrado y el voltaje en su puerta aumenta exponencialmente con la constante de tiempo R2Czi. En la pantalla, esta sección inicial parece un segmento de línea recta. El transistor VT2 se abre en el momento t2, es decir, con cierto retraso. Designémoslo como tset1 = t2 - t1. A partir del momento t2, comienza a actuar una retroalimentación negativa entre el drenaje y la puerta a través de la capacitancia Ссз (efecto Miller). El voltaje en la puerta deja de aumentar y el gráfico b en la sección t2 ... t3 es una línea horizontal en la pantalla. Por otro lado, el voltaje en el punto b desde el momento t2 comienza a disminuir debido a un aumento en la corriente de drenaje. En el momento t3, el transistor VT2 se abre por completo, el voltaje en su drenaje casi llega a cero y permanece constante, el OS negativo se apaga a través de Cse (la corriente del OS es cero). El voltaje de la puerta nuevamente comienza a aumentar exponencialmente hasta Upit1. En el momento t4, el transistor VT1 se abre y la capacitancia Czi comienza a descargarse. La constante de tiempo de su descarga es mucho menor que la carga, por lo que el voltaje en la puerta del transistor VT2 disminuye muy rápidamente y hasta que alcanza el valor Unop (momento t5), el transistor VT2 permanece abierto. En el momento t5, comienza a cerrarse, el voltaje en su drenaje comienza a aumentar y el FB negativo se activa nuevamente. Aparece un paso en el gráfico b, pero como el cierre es muy rápido, su duración es muy corta. El transistor se apaga antes de que el voltaje en su puerta caiga a cero. El intervalo de tiempo de U a t5 es el tiempo de retardo de desconexión tset2 = t5 -t4. Una de las condiciones más importantes para el funcionamiento confiable de los convertidores de voltaje de pulso es la formación de un modo de conmutación seguro para transistores potentes. Cuando se enciende el transistor, la corriente de drenaje aumenta de cero a un máximo, y el voltaje a través de él disminuye de un máximo a casi cero. Cuando el transistor se cierra, el proceso se invierte. Es necesario que tanto la corriente como la tensión, y su producto a lo largo de toda la trayectoria del punto de funcionamiento, no superen los valores admisibles. Las sobretensiones de corriente y tensión en las posiciones de transición deben excluirse o minimizarse. Estos objetivos se logran mediante la desaceleración forzada de los procesos de conmutación de los transistores. Al mismo tiempo, la subida y bajada del pulso debe ser lo más corta posible para reducir la generación de calor en el transistor, es decir, se debe encontrar un compromiso. Los experimentos muestran que con los transistores de efecto de campo el problema se resuelve más fácilmente que con los bipolares. El tiempo de subida del pulso de corriente de drenaje es igual a la duración de la sección horizontal t2...t3, que, a su vez, es proporcional a la resistencia de la resistencia R2 (ver Fig. 2). La dependencia de la duración del frente tf de la resistencia de la resistencia R2 se muestra en la fig. 4. Por lo tanto, al seleccionar esta resistencia, puede configurar fácilmente la tasa deseada de aumento de la corriente de drenaje.
Encendiendo el transistor de efecto de campo de acuerdo con el esquema de la fig. 2 tiene una característica interesante que contribuye a la solución del problema. La tasa de aumento de la corriente de drenaje en la fase inicial del pulso se reduce notablemente, lo que resulta en la ausencia total de un pico en la parte delantera del pulso de corriente de drenaje (la forma del pulso de corriente de drenaje se puede juzgar por la forma de el pulso de tensión en el punto c) El tiempo de apertura de un potente transistor de efecto de campo es aproximadamente el mismo que el de un bipolar, incluido según el esquema correspondiente, y el tiempo de cierre es diez veces menor. Entonces, para el transistor IRF630 con Upit1 \u15d 2 V y R560 \u0,5d 0,06 Ohm, topen = 7,5 μs, tclose = 20 μs. Con una VELOCIDAD de cierre tan ALTA, la caída del pulso de voltaje de drenaje tiene un aumento de 20 V en Up = 27,5 V. La amplitud del pulso también es de XNUMX V, lo que significa que el aumento es del XNUMX% de su amplitud. Algunos consideran que la sobretensión se debe al paso directo de la señal de entrada a través de la capacitancia Cse. Creo que la potencia de la señal de entrada es demasiado baja para esto, aunque, por supuesto, hay condiciones para pasar. Creo que una causa más probable es la reacción del circuito de potencia del transistor a una rápida disminución de la corriente de drenaje. En cualquier caso, este fenómeno debe ser combatido. La forma más fácil es reducir la sobretensión aumentando el tiempo de descarga de la capacitancia de entrada del transistor VT2 (ver Fig. 2). Para ello, se incluyó una resistencia R1 en el circuito emisor del transistor VT3, en R3 = 56 Ohm, la amplitud de la sobretensión disminuyó a 1,75 V o 9%, y en R3 = 75 Ohm, a 1 V o 5% de la amplitud del pulso. Con la resistencia R3, la duración del frente de pulso aumenta ligeramente, aproximadamente 0,1 μs. Se obtienen pulsos completamente sin distorsiones si se conecta un circuito de un capacitor conectado en serie con una capacidad de 0,47 ... 1 μF y una resistencia con una resistencia de 1 ... 2 Ohm al terminal superior de la resistencia de carga Rн (el segundo extremo del circuito está conectado a un cable común). Este circuito debe colocarse lo más cerca posible de los terminales del transistor VT2. En los convertidores push-pull, además de los enumerados, aparece otro problema: la corriente. La razón de su aparición en los dispositivos basados en transistores bipolares es el tiempo finito de absorción del exceso de portadores menores en la base de los transistores, por lo que es necesario retrasar artificialmente la apertura de los transistores.En los transistores de efecto de campo, en estas condiciones , el retraso de encendido y apagado se produce automáticamente y la duración de los retrasos es estable. A pesar de que no hay acumulación de carga en los transistores de efecto de campo, solo puede aparecer una corriente de paso cuando tset2 > tset1. Si se asegura de que el transistor se cierre en un brazo del convertidor antes de que se abra el cerrado en el otro brazo, esta corriente no se producirá. En otras palabras, debe haber una pausa entre el cierre de un transistor y la apertura de otro. Para abrir un transistor de efecto de campo, se requiere relativamente poca energía. Los pulsos de control se pueden aplicar directamente desde las salidas de los circuitos lógicos sin amplificación de corriente previa. La potencia de salida del propio convertidor puede alcanzar varios cientos de vatios. Para controlar potentes transistores de efecto de campo, la industria produce microcircuitos especiales que permiten una corriente de salida de hasta 100 mA o más. Pero estos son microcircuitos universales, diseñados para controlar transistores con Svx \u3000d 4000 ... XNUMX pF y una frecuencia de conversión de cientos de kilohercios. Un fragmento del circuito de conmutación para transistores controlados por microcircuitos digitales se muestra en la fig. 5 La capacitancia de entrada de los transistores VT1 y VT2 se carga a través de las resistencias R1 y R2, y se descarga a través de los diodos VD1, VD2, respectivamente, lo que equivale a encender según el circuito de la fig. 2.
En la fig. 6 muestra en diferentes escalas de tiempo los pulsos de corriente de drenaje de los transistores VT1 y VT2. La señal en la pantalla del osciloscopio parece una línea recta con dientes estrechos (Fig. 6, a). Los picos son pausas cortas entre pulsos de corriente de drenaje. La forma de la pausa en una gran escala de tiempo se muestra en la Fig. 6b. La señal se puede observar en la pantalla de un osciloscopio de dos canales en el modo "suma" con inversión en uno de los canales.
Sin embargo, el diagrama de la Fig. 5 no es típico para construir potentes fuentes de alimentación conmutadas. En la mayoría de los casos, utilizan convertidores de voltaje de medio puente, en los que los circuitos de control de transistores potentes deben aislarse entre sí en corriente continua. Un diagrama de un convertidor de medio puente (en forma simplificada, sin algunos nodos auxiliares) se muestra en la fig. 7. El dispositivo según el esquema de fig. 5 se utiliza aquí como generador de impulsos de control y fuente de alimentación adicional.
Este convertidor opera a 25 kHz; potencia de salida - 200 W. El oscilador maestro en los elementos lógicos DD1.1, DD1.2 del chip CD4011BCN funciona de manera muy estable. Con otro microcircuito, la frecuencia puede diferir de la indicada, luego se deberán seleccionar las resistencias R2 (y, posiblemente, R3). No es deseable usar el microcircuito K561LA7, ya que el voltaje de suministro del oscilador maestro es de 15 V, es decir, el máximo permitido para este microcircuito. Los transistores IRFD010 tienen una capacidad de entrada pequeña, por lo que las pausas entre pulsos no superan los 0,5 µs. La duración de las pausas se puede aumentar conectando los condensadores C5 y C6 (que se muestran con líneas discontinuas) con una capacidad de 100 pF o más. Pueden hacer pausas simétricas. Si las pausas son simétricas, se pueden expandir más fácilmente al incluir un capacitor entre las puertas de los transistores VT1 y VT2. En este caso, la duración de la subida y bajada de los pulsos aumenta de manera insignificante. La simetría de los pulsos mismos se logra seleccionando la resistencia R2. Para el transductor descrito, la duración de la pausa en la base de los pulsos es de 0,1 µs y aproximadamente de 0,45 µs entre sus picos. Los pulsos provenientes de los devanados III y IV del transformador T1 abren los potentes transistores VT3 y VT4. Tal inclusión de transistores es equivalente a la que se muestra en el diagrama de la Fig. 2 con resistencia R3 La forma de los pulsos en el devanado primario del transformador T2 en una escala arbitraria se ilustra en la fig. 8.
La resistencia R6 juega un papel importante en el dispositivo. Elimina la sobretensión en el frente del pulso y suprime los fenómenos resonantes. Es conveniente tomar una señal del mismo para observar y controlar los parámetros de pulsos y pausas entre ellos. Su resistencia debe ser la mínima necesaria para lograr estos objetivos. Autor: M. Dorofeev, Moscú
Máquina para aclarar flores en jardines.
02.05.2024 Microscopio infrarrojo avanzado
02.05.2024 Trampa de aire para insectos.
01.05.2024
▪ Las bacterias producen combustible ▪ Hemoglobina encontrada en la piel humana. ▪ Dispositivo permanentemente apagado ▪ Sensor portátil advierte sobre riesgo de accidente cerebrovascular
▪ sección del sitio Sitios de equipos de radioaficionados. Selección de artículos ▪ artículo ¡Feliz año nuevo, queridos camaradas! expresión popular ▪ ¿Cuál es la esencia de los fundamentos ideológicos del cristianismo medieval? Respuesta detallada ▪ artículo Cuidado de caballos y trabajo de transporte. Instrucción estándar sobre protección laboral ▪ artículo Cascadas de mezcla y ramificación. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Comentarios sobre el artículo: Alejandro Muy inteligible. Incluso para mí, apenas estoy comenzando. Gracias.
Hogar | Biblioteca | Artículos | Mapa del sitio | Revisiones del sitio
www.diagrama.com.ua |
Ver otros artículos sección 
Últimas noticias de ciencia y tecnología, nueva electrónica:
Todos los idiomas de esta página