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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Consideraciones de diseño para amplificadores de retroalimentación comunes
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / diseñador radioaficionado Recientemente, ha habido otra oleada de discusiones sobre un tema que puede llamarse condicionalmente "a favor" o "en contra" de la retroalimentación negativa en los amplificadores. Desafortunadamente, estas discusiones rara vez contienen un argumento racional, al tiempo que demuestran una clara falta de conocimiento sobre las "pequeñas cosas" de trabajar y diseñar sistemas con FOS. La situación se complica por el hecho de que, en la mayoría de los casos, los dispositivos se citan como justificación de las objeciones al uso de la retroalimentación, que de hecho resultan ser un ejemplo de uso analfabeto o sin éxito de la misma. Y luego, en las peores tradiciones de la lógica escolar, se llega a la conclusión: "¡la retroalimentación es mala!". Al mismo tiempo, los ejemplos del uso correcto de FOS parecen ser cada vez más raros, y muy probablemente debido a la ausencia virtual de literatura moderna sobre este tema. Por eso nos parece especialmente conveniente publicar varios materiales dedicados a características poco conocidas del diseño de amplificadores altamente lineales con retroalimentación. Recordemos que la razón principal de la invención de los amplificadores con retroalimentación por parte de Harold Black en 1927 fue precisamente la necesidad de aumentar la linealidad de los amplificadores utilizados en los sistemas de comunicación telefónica multicanal sobre un par de cables. El problema era que los requisitos de linealidad de estos amplificadores aumentan considerablemente a medida que aumenta el número de canales. Hay dos razones para eso. El primero es el número de posibles productos de intermodulación que interfieren. La segunda razón es que al aumentar el ancho de banda de la señal, también aumentan las pérdidas en los cables, por lo que los amplificadores deben colocarse a una distancia más corta (y su respuesta de frecuencia debe ajustarse con más fuerza), y en una distancia de 2500 km. ruta su número aumenta a tres mil. Dado que los productos de distorsión en la línea de comunicación se suman, los requisitos para cada amplificador individual son correspondientemente más estrictos. Para que quede claro cuán alta es la clase de este equipo, notamos que los amplificadores para sistemas con 10800 canales tienen un nivel de distorsión de intermodulación de tercer orden al final de la banda de paso (60 MHz) de no más de -120 ... - 126 dB y un valor de tono de diferencia no superior a -130...-135 dB. La distorsión de intermodulación de orden superior es incluso menor. La respuesta de frecuencia de una ruta que contiene de dos a tres mil (!) amplificadores durante su vida útil (aproximadamente 30 años de operación las XNUMX horas del día) cambia en no más de unos pocos decibelios, principalmente debido al envejecimiento del cable. Según los estándares de los equipos convencionales, esto es fantástico, pero en realidad es solo el resultado del uso competente de la protección del medio ambiente. El problema de aumentar la linealidad de los amplificadores X. Black ha estado trabajando en Bell Labs desde 1921. Fue él quien desarrolló casi todos los métodos conocidos de compensación de distorsión, en particular, corrección de distorsión por la llamada conexión directa, así como distorsión. Compensación sumando una señal de salida distorsionada con una señal de distorsión antifase aislada. Estas medidas, por supuesto, surtieron efecto, pero no fueron suficientes. La solución cardinal al problema de la linealidad fue precisamente la invención de los amplificadores con realimentación y, lo que es más importante, su correcta implementación práctica, que era imposible sin la creación de una teoría adecuada ("¡no hay nada más práctico que una buena teoría!"). . El primer paso en la construcción de la teoría lo dio Harry Nyquist, quien encontró un método que todavía se usa para determinar la estabilidad incluso antes del cierre del circuito de retroalimentación, basado en el tipo de respuesta de frecuencia y respuesta de fase de un sistema abierto (hodógrafa de Nyquist) . Sin embargo, no todo es tan simple. A pesar de la simplicidad y aparente obviedad del principio de funcionamiento del FOS, para obtener realmente los beneficios que se pueden lograr con su uso, fue necesario crear una teoría de retroalimentación muy extensa, que de ninguna manera se reduce a garantizar la estabilidad. (falta de generación). Su construcción fue prácticamente completada por el destacado matemático estadounidense de origen holandés Hendrik Wade Bode recién en 1945 [1]. Para comprender la complejidad real de las tareas, notamos que incluso la primera patente de Black para un amplificador con retroalimentación, que no describe todos los problemas, tiene el volumen de un libro pequeño: contiene 87 páginas. Por cierto, en total, X. Black recibió 347 patentes, una parte importante de las cuales está relacionada específicamente con la implementación de amplificadores con OOS. En comparación con tal volumen de trabajo, todas las afirmaciones de los modernos "subvertidores de los cimientos" que no han creado nada ni siquiera de un nivel similar y, a menudo, ni siquiera han leído (o no han entendido) los trabajos de Black, Nyquist y Bode. , mira al menos demasiado seguro de sí mismo. Por lo tanto, la cuestión no es usar el OOS (en realidad, siempre existe, solo que no siempre explícitamente), sino que este uso sea competente y traiga el resultado deseado. Entonces, ¿a cuál de los "no descritos en los libros de texto" debe prestar atención al diseñar y evaluar el diseño del circuito de amplificadores con retroalimentación? En primer lugar, recordamos que en la fórmula del coeficiente de transferencia (función de transferencia) de un sistema retroalimentado H(s) = K(s)/[1+b(s)K(s)] Aparecen números complejos y funciones, a saber:
Para obtener resultados correctos, los cálculos deben realizarse de acuerdo con las reglas de la aritmética de los números complejos [2], que a menudo olvidan incluso los autores de libros de texto. Por ejemplo, en un ángulo de fase de ganancia de bucle cercano a ±90°, ±270°, las no linealidades de amplitud del amplificador original se convierten casi por completo en fases (es decir, en modulación de fase parásita, aunque debilitada por |bK| veces ). En este caso, la modulación de amplitud parásita prácticamente desaparece, y los resultados de las mediciones de distorsión de intermodulación pueden ser 20 ... 30 dB más optimistas de lo que realmente muestra el analizador de espectro (y la audición en el caso de UMZCH). Desafortunadamente, este es exactamente el caso con la mayoría de las unidades organizativas y muchos UMZCH. Un buen ejemplo es el amplificador de realimentación de corriente descrito por Mark Alexander [3]. El nivel real de distorsión de intermodulación (en la abreviatura inglesa - IMD) de este amplificador en una señal de dos tonos con frecuencias de 14 y 15 kHz según el analizador de espectro es de aproximadamente 0,01%, lo que está en buena concordancia con la gráfica de armónicos. distorsión versus frecuencia (aproximadamente 0,007% a una frecuencia de 15 kHz). Si la distorsión de intermodulación de este amplificador se mide utilizando el método estándar (solo modulación de amplitud), los valores de IMD resultantes serán mucho más bajos. A una frecuencia de 7 kHz, obtenemos solo un insignificante 0,0002%, y a 15 kHz, alrededor de 0,0015%, que es significativamente más bajo que los valores reales (alrededor de 0,005 y 0,01%, respectivamente). Este efecto también fue mencionado de pasada por Matti Otala [4]. Momento siguiente. Es importante comprender que el FOS no puede reducir el valor absoluto de los productos de distorsión y ruido que llegan a la entrada en comparación con la situación en la que el bucle FOS está abierto y los niveles de señal en la salida son los mismos en ambos casos. A frecuencias suficientemente altas, la ganancia de cualquier amplificador cae; como consecuencia, la señal de diferencia en el amplificador con realimentación también aumenta. Por lo tanto, en la región de frecuencias más altas, la entrada y las cascadas posteriores inevitablemente comenzarán a mostrar su no linealidad, ya que el aumento de la señal de diferencia en un amplificador con retroalimentación es posible que casi duplique el valor de entrada [5] debido al cambio de fase. . También observamos que con un bucle de retroalimentación cerrado, los productos de distorsión, especialmente los de alto orden, como los "dientes" de los brazos de conmutación de la etapa de salida, son similares a las señales de entrada de alta frecuencia y el filtro de paso bajo de entrada no puede. ayuda aquí. Es por eso que, para evitar una expansión catastrófica del espectro de distorsiones de intermodulación con la introducción de FOS, es muy deseable proporcionar un decaimiento más rápido de la envolvente del espectro de productos de distorsión sin FOS que la tasa de decaimiento del ganancia de bucle. Esta condición, lamentablemente, no solo es poco conocida (Bode solo la insinúa, considerándola obvia), sino que rara vez se cumple. Por la misma razón, la corrección de frecuencia introducida para la estabilidad no debería conducir a un deterioro de la linealidad del amplificador en todo el rango de frecuencia, hasta la frecuencia de ganancia unitaria e incluso algo más. La forma más obvia de lograr esto es realizar una corrección de tal manera que reduzca directamente el valor de la señal de entrada, como se hizo en el famoso amplificador M. Otala (Fig. 1). Tenga en cuenta que la "extinción" de la señal de diferencia en la entrada del circuito R6C1 utilizado aquí finalmente da un resultado mucho mejor que el circuito de corrección de frecuencia de plantilla del tipo amplificador operacional, a pesar de la presencia en los circuitos emisores de etapas diferenciales de impulso. condensadores C2, C4, C6, que aumentan considerablemente la no linealidad dinámica.
Lo anterior explica la conveniencia de un amplio margen de linealidad en las etapas que preceden a aquellas en las que se forma el decaimiento principal de la respuesta de frecuencia: en amplificadores con retroalimentación, esto es necesario en primer lugar para evitar una expansión significativa del espectro de productos de distorsión. . Para aumentar la linealidad de las etapas de entrada, a menudo se recomienda usar transistores de efecto de campo en ellas; sin embargo, esta recomendación tiene sentido solo cuando se usan transistores de efecto de campo discretos con un alto voltaje de corte (más de 5 V) y establecer el modo apropiado (alrededor de la mitad de la corriente inicial, sin embargo, la amplificación de una etapa pequeña). La amplificación de cascadas en transistores bipolares con la introducción de retroalimentación local, proporcionando la misma transconductancia efectiva y operando a la misma corriente que las cascadas en transistores de efecto de campo, siempre proporciona una linealidad significativamente mejor, especialmente a altas frecuencias, debido a una mejor relación de capacitancia. a la transconductancia [6]. El uso de amplificadores operacionales estándar con una entrada de "campo", en la que los transistores de entrada funcionan en un modo que es de aproximadamente 0,6 ... en el que no caen más de 0,7 ... 0,1 V en las resistencias del emisor. Los amplificadores operacionales con una entrada "bipolar", la caída de voltaje a través de las resistencias del emisor generalmente no es inferior a 0,2 ... 300 mV, por lo que la linealidad de sus etapas de entrada es mayor y su capacidad de entrada es menor. Es por estas razones que los amplificadores operacionales de entrada de campo de alta linealidad y alta velocidad (como el OPA500 y el AD655) generalmente se construyen como una combinación de etapas de transistores bipolares con seguidores de fuente de entrada. Para aumentar la linealidad de las etapas de entrada, es más efectivo usar retroalimentación local dependiente de la frecuencia, que simultáneamente proporciona la disminución necesaria en la respuesta de frecuencia y el aumento de la linealidad (por ejemplo, con inductores en los circuitos emisores de las etapas de entrada [7]). La protección ambiental local dependiente de la frecuencia reduce la pérdida de profundidad de la protección ambiental general en la banda de frecuencia operativa; es aplicable tanto en etapas de amplificación de voltaje (por ejemplo, en amplificadores operacionales LM101, LM318, NE5534 [8]), como en etapas de salida (por ejemplo, en amplificadores operacionales OR275, LM12 y en microcircuitos UMZCH TDA729x y LM3876 / 3886 ). Por lo tanto, al desarrollar un amplificador con retroalimentación, es necesario garantizar una linealidad aceptable (al menos no peor que un pequeño porcentaje) y una mejor estabilidad de las características sin retroalimentación precisamente en la región de frecuencia donde la ganancia de bucle es pequeña, y no a bajas frecuencias. , donde la ganancia del bucle es alta. Una serie de medidas para mejorar la linealidad en frecuencias bajas y medias (por ejemplo, la introducción del llamado enlace de seguimiento en un amplificador cascode) conduce simultáneamente a un deterioro en la estabilidad de las características y (o) una disminución en la linealidad en HF. Por lo tanto, su introducción en amplificadores con retroalimentación no es práctica. En el caso de utilizar OOS locales, para obtener buenos resultados es necesario optimizar sus características de frecuencia, ya que cada uno de ellos no solo aumenta la linealidad de esta cascada, sino que también reduce la ganancia de bucle en el circuito OOS general. Esta tarea no es trivial, uno no puede prescindir de un modelado y optimización por computadora muy precisos. Como regla de primera aproximación, podemos suponer que cerca de la opción óptima es aquella en la que la contribución de todas las etapas a la distorsión resultante del amplificador con OOS (¡con un bucle OOS cerrado!) Es aproximadamente la misma. Además, para los amplificadores con retroalimentación común, es sumamente importante que no haya caídas de seguimiento dinámico en el circuito de retroalimentación. Esto significa que las no linealidades dinámicas son inaceptables, dando lugar a cambios bruscos en las características, por ejemplo, por bloqueo o saturación (cuasi-saturación) de transistores, o por la aparición de corrientes de rejilla en lámparas cuando se aplica una señal a través de un condensador de acoplamiento Si, por alguna razón, tales fenómenos no se pueden excluir, es necesario tomar medidas para nivelar su influencia en las regiones de frecuencia donde la ganancia del bucle es pequeña (especialmente en la región de frecuencia de ganancia unitaria), utilizando, por ejemplo, la protección ambiental local. Un excelente ejemplo es la etapa de salida push-pull NE5534 [8] basada en transistores de la misma estructura de conductividad. Parecería que la cascada es muy no lineal: el hombro superior es un seguidor de emisor, el inferior es un transistor con un emisor común. Sin embargo, debido al aumento en la profundidad del FOS local con frecuencia, incluso los rastros de "pasos" están ausentes en el sistema operativo (por supuesto, siempre que la placa esté enrutada correctamente). Por lo tanto, la principal fuente de distorsión en este amplificador suele ser precisamente la sobrecarga de la etapa de entrada, que no contiene (para minimizar el ruido) resistencias de emisor. Sea como fuere, este amplificador operacional no tiene un aumento de distorsión en la banda de frecuencia de audio incluso con una ganancia con un NFB de 40 dB (P = 0,01), cuando la profundidad del NFB total a 20 kHz no lo hace. supere los 30dB. Las distorsiones en este caso no superan el 0,005% (y esto con una oscilación de la señal de salida de 20 V de pico a pico), y su espectro está prácticamente limitado por el tercer armónico. Al mismo tiempo, conectar una carga de hasta 500 ohmios casi no tiene efecto sobre la distorsión. De los otros defectos del circuito, la histéresis dinámica (creada por la mayoría de los circuitos diseñados para la conmutación "suave" de los brazos de las etapas de salida push-pull) es especialmente peligrosa, así como el "corte central" que ocurre a altas frecuencias: un paso ( una enfermedad estándar de las etapas de salida en transistores compuestos según el esquema de Shiklai o sobre la base del amplificador "paralelo"). Desde el punto de vista de la estabilidad, estos defectos equivalen a la aparición de un desfase adicional, alcanzando hasta 80°... 100°. En una serie de amplificadores operacionales y algunos modelos de amplificadores potentes, para superar estas deficiencias, se utilizan circuitos que evitan los elementos no lineales en RF (SO multicanal). La cuestión de elegir el tipo de respuesta de frecuencia de la amplificación de bucle está bastante bien cubierta en la literatura clásica, por ejemplo, en [1]. La elección del número óptimo de etapas de amplificación, teniendo en cuenta su velocidad relativa, y el diseño de sistemas con FOS multicanal se consideran en detalle en [9], por lo que a continuación solo daremos una breve información. Dado que el nodo UMZCH "más lento" suele ser una etapa de salida potente, el número óptimo de cascadas en el UMZCH desde el punto de vista de la linealidad y la profundidad de la retroalimentación ciertamente no es inferior a tres (como estableció Bode, con una velocidad de transmisión aproximadamente igual). las cascadas, un amplificador de tres etapas es óptimo). En el caso de realizar la corrección con circuitos que eluden las cascadas en RF, el número de cascadas está limitado solo por la complicación del dispositivo. La división del bucle FOS general en varios bucles locales, promovida por varios autores, no es conveniente a pesar de la simplificación del diseño. La cobertura por retroalimentación "local" de más de una etapa en el amplificador, como lo muestra Bode, conduce a la pérdida de la linealidad potencialmente alcanzable. Por ejemplo, dos cascadas conectadas en serie con un NFB local de 30 dB cada una tendrán obviamente peor linealidad que las mismas dos cascadas cubiertas por un NFB total de 60 dB en la misma banda de frecuencia. Por supuesto, hay algunas excepciones a esta regla. Entonces, para la formación de la respuesta de frecuencia de la ganancia del bucle, es útil usar retroalimentación local dependiente de la frecuencia, cuando en la región de las frecuencias operativas del amplificador prácticamente están apagadas y no reducen la profundidad alcanzable de la retroalimentación general. Otro ejemplo: en los amplificadores de microondas hechos con componentes discretos, el exceso de cambio de fase introducido por los elementos activos y los circuitos pasivos comienza a exceder el natural, determinado por la disminución de la respuesta de frecuencia, y la profundidad alcanzable del OOS general es pequeña. En este caso, es más práctico utilizar cadenas de CNF locales entrelazados en lugar de un CCF general. El margen de estabilidad de fase a altas frecuencias para UMZCH no debe elegirse menos de 20 ° ... 25 ° (inferior - poco confiable) y no es rentable aumentar más de 50 ° ... 70 ° (pérdidas notables en el área de amplificación, es decir, en velocidad y profundidad del OOS). Para aumentar la profundidad de la OOS en la banda de frecuencia operativa, se recomienda introducir una sección de amplificación de bucle con una pendiente de unos 12 dB por octava en la respuesta de frecuencia. Es incluso mejor formar la respuesta de frecuencia de una amplificación de bucle como un corte de Bode o una estable de Nyquist (con un cambio de fase superior a 180 °), sin embargo, su implementación correcta es bastante complicada y, por lo tanto, no siempre está justificada. Es por eso que los UMZCH con una respuesta de frecuencia de amplificación de bucle de Nyquist, hasta donde se sabe, no se producen en masa. Los diseños descritos en la literatura tienen limitaciones operativas significativas (en particular, la inadmisibilidad de señales de alta frecuencia que ingresan a la entrada, recorte de voltaje de salida deficiente). Eliminar estas restricciones es posible, pero engorroso. Otro factor de viabilidad muy importante que a menudo se pasa por alto es el diseño de cascadas cubiertas por retroalimentación. Debe garantizar que no haya picos resonantes parásitos en el decaimiento de la respuesta de frecuencia y más allá de la banda de paso, lo que obligó, para garantizar la estabilidad, a reducir artificialmente la velocidad del amplificador en su conjunto (consulte los ejemplos de la respuesta de frecuencia de abierto). amplificadores de retroalimentación de bucle que se muestran en la Fig. 2). La presencia de picos parásitos en la respuesta de frecuencia reduce drásticamente la profundidad del OOS alcanzable sin autoexcitación. La curva 1 demuestra la posibilidad de proporcionar un gran margen de estabilidad (10 dB) a una frecuencia de ganancia unitaria de unos 2 MHz. La profundidad del OOS a 20 kHz es de al menos 40 dB. La curva 2 tiene un pico parásito, cuyo factor de calidad es de aproximadamente 20 (en realidad, puede ser incluso más). Para que un amplificador con tal respuesta de frecuencia no se excite (con un margen de estabilidad de solo 2 ... 3 dB), la ganancia de bucle y el ancho de banda CNF de dicho amplificador deberán reducirse en un factor de 20 en comparación con la curva 1, y la frecuencia de autoexcitación probable será cien veces mayor que la frecuencia nominal de ganancia unitaria.
Resumiendo la breve reseña, notamos que cualquier diseño es un conjunto de compromisos, por lo que es muy importante que las soluciones aplicadas estén vinculadas entre sí y que el diseño sea un todo único. Con respecto a UMZCH, por ejemplo, no hay una razón particular para lograr específicamente una profundidad de retroalimentación superior a 80 ... 90 dB en la banda de frecuencia de audio, ya que la principal fuente de productos de distorsión en este caso ya no serán elementos activos, pero los constructivos, por ejemplo, la interferencia de las etapas de salida push-pull. Está claro que en tal caso, es más importante refinar cuidadosamente el diseño, como se hace en uno de los diseños del autor [10] o en amplificadores extranjeros de las marcas Halcro y Dynamic Precision. Literatura
Autor: S. Ageev, Moscú; Publicación: radioradar.net
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