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Aplicación del ADC KR572PV5. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Aplicación de microcircuitos El propósito del ADC KR572PV5 es convertir el voltaje de una señal analógica a formato digital para la posterior visualización del nivel de la señal mediante un indicador digital. El dispositivo está diseñado para funcionar junto con un indicador digital de cristal líquido de cuatro dígitos. El microcircuito KR572PV5 está fabricado con tecnología CMOS. El convertidor (fig. 1) consta de partes analógicas y digitales. El analógico contiene interruptores electrónicos S1-S11, un amplificador operacional de búfer DA1 que funciona en modo repetidor, un integrador en el amplificador operacional DA2 y un comparador DA3. La parte digital incluye generador G1, dispositivo lógico DD1, contador de pulsos DD2, registro de memoria con decodificador de salida DD3.
El convertidor utiliza el principio de doble integración, según el cual, al principio, el condensador de integración descargado Sint se carga durante un cierto tiempo con una corriente proporcional al voltaje medido, y luego se descarga con una cierta corriente a cero. El tiempo durante el cual se descarga el capacitor será proporcional al voltaje medido. Este tiempo se mide con un contador de pulsos; desde su salida, se envían señales al indicador. El voltaje medido Uin se aplica a la entrada del convertidor (pines 30 y 31). y en la salida 36 y 35 - ejemplar Uarr. El ciclo de medición (Fig. 2) consta de tres etapas: integración de la señal, es decir, carga del condensador integrador (ICC), descarga del condensador integrador (RIC) y corrección automática del cero (ACC). Cada etapa corresponde a una cierta conmutación de los elementos del convertidor, realizada por los interruptores S1-S11 en los transistores de la estructura MOS. En el diagrama de la Fig. 1 las inscripciones en los interruptores indican la etapa durante la cual se cierran los "contactos". La duración de la etapa, establecida con precisión por el contador D02, es proporcional al período de la frecuencia de reloj ft.
Durante la etapa del ZIK, que dura 4000 períodos de la frecuencia del reloj, la señal de entrada a través de los interruptores S1, S2 y el amplificador de memoria intermedia DA1 se alimenta a la entrada del integrador DA2. Esto provoca una acumulación de carga en el condensador Sint, proporcional y de signo correspondiente al voltaje de entrada aplicado. El voltaje a la salida del integrador OA2 cambia a una tasa constante proporcional a la señal de entrada. Suponga que al comienzo de la etapa ZIK, la carga en los capacitores Sint y Sakn y el voltaje de polarización cero del amplificador operacional DA1-DA3 son iguales a cero (Sakn es el capacitor de almacenamiento de la unidad de corrección automática de cero). Dado que la corriente de entrada del integrador DA2 es pequeña, no hay cambio de voltaje en el capacitor Sakn y, en realidad, no afecta el proceso de integración. El condensador Sobr permanece cargado desde el ciclo anterior desde la fuente de voltaje de referencia hasta Uobr. Al final de la etapa ZIK, el comparador DA3 determina el signo de la tensión de entrada por el signo de la tensión de salida del integrador DA2. La sensibilidad del comparador DA3 es tal que determina correctamente la polaridad de la señal de entrada, incluso si la señal es significativamente menor que un conteo. Cuando el convertidor está operando en la etapa RIC, la señal de entrada al integrador DA2 no se recibe. Los interruptores S7, S8 o S6, S9 conectan el condensador Sobr cargado a la tensión de referencia a su entrada, y en tal polaridad (esta es la razón de la elección de uno u otro par de interruptores) en la que se descarga el condensador Sint. La descarga dura hasta que el capacitor Sint se descarga por completo, es decir, el voltaje en la salida del amplificador operacional DA2 se vuelve cero. En este momento, el comparador DA3 conectado en paralelo con el condensador Sint se dispara y completa la etapa RIC. La carga de los condensadores Sobr y Sakn prácticamente no cambia. El tiempo de descarga del condensador Sint, expresado en número de periodos de pulsos de reloj, es el resultado de la medida registrada en el contador DD2. El estado del contador se reescribe en el registro DD3 y luego, después de decodificar en un código de siete elementos, las señales se envían al indicador. Cuando el signo de la tensión Uin es opuesto al indicado en la fig. 1, el elemento g1 del indicador HG1 indica un signo menos. Cuando está sobrecargado, solo el número 1 en el dígito más significativo y el signo menos (para voltaje negativo) permanecen en la pantalla. La etapa AKN comienza con la terminación del contador DD2, cuando el dispositivo lógico DD1 "cierra los contactos" de los interruptores S3, S4 y S11. El sistema de seguimiento resultante proporciona la carga de los condensadores Sint y Sakn a un voltaje que compensa el desplazamiento "cero" de los amplificadores operacionales DA1-DA3. Permanece sin cambios durante las próximas dos etapas de ZIK y RIK. Como resultado, el error reducido a la entrada debido al cambio de "cero" y su deriva de temperatura no supera los 10 μV. El funcionamiento de todos los nodos del convertidor está controlado por el generador de reloj incorporado. La tasa de repetición de sus pulsos está determinada por el elemento externo Rg y Cr. Para suprimir la interferencia de red con valores de frecuencia que son múltiplos de 50 Hz, la frecuencia de reloj debe elegirse de manera que durante la integración, igual a 4000 períodos del generador de reloj Tt, quepa un número entero Nc de períodos de tensión de red (la duración de el período de red es de 20 ms). Así, 4000Тт = 20 Nc ms, donde Nc = 1, 2, 3, etc. Por tanto, 1m = 1/Tm = 200/Nc kHz, es decir, 200, 100, 67, 50, 40 kHz; normalmente no se utilizan valores más pequeños. Los valores nominales de los circuitos de ajuste de frecuencia del generador de reloj se calculan mediante la fórmula Cr = 0,45 / ft * Rg. Para aumentar la estabilidad de frecuencia entre los terminales 39 y 40 se puede incluir un resonador de cuarzo (en este caso no se necesitan los elementos Rg y Cr). Cuando el convertidor está operando desde un generador externo, se aplican pulsos de reloj al pin. 40; alfiler. 38 y 39 quedan libres. Los límites de tensión de entrada del dispositivo dependen de la tensión de referencia Uobr y están determinados por la relación Uin.max=±1,999 Uobr. Las lecturas actuales del indicador deben expresarse como un número igual a 1000 Uin / Uobr, pero en la práctica son inferiores en 0,1 ... 0,2%. El período de medición a una frecuencia de reloj de 50 kHz es de 320 ms. En otras palabras, el dispositivo realiza 3 mediciones por segundo. Un circuito típico para encender el convertidor, su conexión con un indicador de cristal líquido y cuatro elementos OR EXCLUSIVOS necesarios para controlar los puntos decimales del indicador se muestran en la fig. 3. El convertidor está diseñado para fuente de alimentación unipolar con un voltaje estable que oscila entre 7 y 10 V. El cable positivo de la fuente de alimentación está conectado al pin. 1, y negativo - al pin. 26. Con una tensión de alimentación de 9 V ± 1 % y una temperatura ambiente de 25 + 5 °C, el consumo máximo de corriente no supera los 1,8 mA, mientras que el error de conversión no supera el dígito menos significativo. La resistencia de entrada está determinada solo por fugas y supera significativamente los 100 MΩ.
El convertidor está equipado con dos fuentes de alimentación incorporadas, una con un voltaje de 2,9 ± 0,5 V y la segunda con aproximadamente 5 V. El más del primero está conectado al pin. 1 y menos - con pin. 32 (esta salida se considera el cable común de la parte analógica del convertidor). La segunda fuente tiene un plus en el mismo pin. 1 y menos - en el pin 37. La primera fuente (tres voltios) se usa para generar un voltaje de referencia usando un divisor resistivo. El cambio en el voltaje de salida de esta fuente cuando el voltaje de suministro del microcircuito fluctúa entre 7,5 ... 10 V no supera el 0,05%; el coeficiente de temperatura de la tensión es positivo y no supera el 0,01 %/°C. Estos parámetros del transductor proporcionan una precisión muy alta del multímetro, construido sobre su base, cuando se trabaja en condiciones de laboratorio (con fluctuaciones en la temperatura del aire dentro de 15 ... 25 ° C) y bastante aceptable para muchas mediciones en un rango de temperatura más amplio . Al mismo tiempo, la impedancia de salida de la fuente es bastante grande: con una corriente de carga de 1 mA, el voltaje en su salida cae aproximadamente un 5%, con 3 mA, un 12%. Por lo tanto, la estabilidad de voltaje indicada se realiza solo con una carga constante. Si la carga está conectada al pasador. 26 y 32, la corriente de carga no puede exceder los 10 µA. Esta propiedad de la fuente le permite organizar una fuente de alimentación bipolar del convertidor [1], en la que el cable común de los dos brazos de la fuente de alimentación deberá conectarse al pin. 32, el cable del hombro negativo - al pasador. 26, positivo - al pin. una; límites de tensión de alimentación - 1x (2 ... 3,5) V. La segunda fuente (cinco voltios) está diseñada para alimentar los circuitos de control de la pantalla de cristal líquido. La salida positiva de esta fuente es vyv. 1, negativo - pin. 37. La estabilidad de tensión de la fuente es peor que la de una de tres voltios, unas 10 veces. La capacidad de carga también es baja: con una corriente de carga de 1 mA, el voltaje de salida disminuye en 0,8 V, por lo que puede usarse casi exclusivamente para alimentar el microcircuito que controla la pantalla LCD. En la salida F, el convertidor genera una secuencia de pulsos rectangulares del tipo "meandro" con una frecuencia 800 veces menor que la frecuencia del reloj (62,5 Hz a fт = 50 kHz). En las salidas conectadas a los elementos de los dígitos indicadores, el voltaje tiene la misma amplitud, forma y frecuencia, pero está en fase con el voltaje en la salida F para elementos invisibles y desfasado para elementos visibles. El nivel bajo de estos pulsos corresponde a -5 V (pin 37), y el nivel alto corresponde a cero (pin 1). Para sintonizar el generador de reloj, es conveniente que la frecuencia de pulso en la salida F sea igual a la frecuencia de la red. El osciloscopio, en cuya pantalla se observan, está sincronizado con la red eléctrica y el generador de reloj está sintonizado a una frecuencia (cercana a los 40 kHz) en la que la imagen queda prácticamente inmóvil. Para controlar cuatro puntos decimales, se requieren cuatro puertas OR EXCLUSIVAS adicionales (DD1 en la Figura 3). Repite la fase de "meandro" para las comas no indicadas y la invierte para la que debe ser visible. Para indicar una coma en particular, basta con conectar la entrada de control de coma correspondiente al pin. 1 - un punto común de fuentes de alimentación (el resto de las entradas quedan libres). Al usar la inclusión del chip DD1, esto significará que se aplica un nivel alto a la entrada seleccionada. Como ya se mencionó, el ADC en el chip KR572PV5 mide la relación de los valores de voltaje en las entradas Uin y Uobr. Por lo tanto, existen dos opciones principales para su aplicación. La opción tradicional: el voltaje Uobr no cambia, Vin varía dentro de ±2Uobr (o de 0...2Uobr) [1-5]. El cambio de voltaje a través del capacitor Sint y en la salida del integrador DA2 (Fig. 1) para este caso se muestra en la Fig. 4a. En la segunda variante, el voltaje Uin permanece constante, pero Uobr cambia. Esta variante se usó en [6] y se ilustra en la Fig. 4,6. También es posible una variante mixta, cuando tanto Uin como Uar cambian con un cambio en el valor medido (Fig. 3 en [7]).
El voltaje en las entradas y salidas de la OU, que son parte del convertidor, no debe llevarlos más allá de los límites del modo de operación lineal. Por lo general, se indican límites de ±2 V, lo que significa el cambio de voltaje en relación con el cable común analógico cuando se usa la fuente de voltaje de referencia incorporada. Arroz. 4 muestra que el voltaje más alto en la salida del amplificador operacional DA2 está determinado por el voltaje máximo en la entrada Uin del convertidor. El signo del voltaje en la salida del integrador en relación con el pin. 30 es opuesto al signo del voltaje en el pin. 31, y el valor de Uint se puede calcular usando la fórmula: Uint=4000Uin/(Sint*Rint*ft). (una). El voltaje en esta fórmula se expresa en voltios, la capacitancia en microfaradios, la resistencia en kiloohmios y la frecuencia del reloj en kilohercios. Inmediatamente, notamos que para garantizar el modo normal de descarga del capacitor Sint, el voltaje en él debe ser menor que el voltaje entre los pines. 1 y 32 con un margen de 0,2 ... 0,3 V. Por lo tanto, no debe ser más de 2 V con una fuente de alimentación unipolar del microcircuito y 3 ... 4 V (dependiendo de los voltajes de alimentación) - con un bipolar uno. Para garantizar la máxima precisión de medición, es deseable que uno de los valores extremos de la tensión en el condensador Sint, cambiando en un amplio rango, se acerque al máximo posible. Esto determina la elección correcta de los elementos del integrador Sint y Rint: Synt*Rint=4000Uin/(Uint*ft), (2), donde las dimensiones son las mismas que en (1). Valores de resistencia recomendados Rint = 40...470 kOhm, y para el voltaje máximo Uin debe seleccionar Rint más cerca del límite superior, para el mínimo, al límite inferior. La capacitancia del condensador Synth suele ser de 0,1...0,22 µF. Para mejorar la precisión de la medición, se recomienda conectar una de las salidas de las fuentes del voltaje medido y de referencia al cable común analógico. Sin embargo, es de interés práctico conectar diferencialmente las entradas del convertidor a sus respectivas fuentes cuando ninguno de los terminales de entrada está conectado a tierra. En este caso, el voltaje de modo común (el voltaje de modo común en la entrada es la media aritmética de dos valores de voltaje medidos en un terminal de entrada y en el otro en relación con cualquier cable de alimentación) en la entrada puede tomar cualquier valor de cero a Upit. La señal de salida de un dispositivo electrónico ideal es independiente del voltaje de modo común en su entrada. Se dice que dicho dispositivo suprime por completo el voltaje de interferencia de modo común. En un dispositivo real, la supresión de voltaje de modo común no es completa y esto conduce a todo tipo de errores. La supresión de voltaje de modo común en las entradas del convertidor KR572PV5 según el pasaporte es de 100 dB, pero no se indican sus límites permisibles, en los que el ADC aún mantiene la precisión especificada. Por lo tanto, los límites del voltaje de modo común de las entradas Uin y Uobr se determinaron experimentalmente. El voltaje Uobr se elige igual a 100 mV, Uin - 195 mV, frecuencia de reloj - 50 kHz, Synth - 0,22 μF, Rint - 47 kOhm. Para tal combinación de parámetros, el voltaje Uint en la salida del integrador DA2 y en el capacitor Sint al final de la etapa ZIK, calculado por la fórmula (1), es de 1,55 V. El experimento consistió en que con la ayuda de dos fuentes de alimentación estabilizadas se varió el voltaje de modo común de una de las entradas y se estimó el error de medición de voltaje de acuerdo a las indicaciones del tablero indicador. El voltaje de modo común de la otra entrada y los valores de Uin y Uobr quedaron fijos por medio de divisores resistivos. Luego la otra entrada fue examinada de la misma manera. Durante el experimento, resultó que el voltaje de modo común de entrada Uobr se puede cambiar en el rango completo del voltaje de suministro, siempre que Uobr<2 V y manteniendo la polaridad especificada (Fig. 3). El voltaje en cada una de las terminales de entrada no debe exceder el intervalo. Con la entrada Uin, la situación es más complicada. Hay dos casos a considerar aquí. Si la señal de entrada tiene la polaridad correspondiente a la fig. 1 y 3, el voltaje en el pin. 31 debe ser menor (negativo) que el pin 1, no menos de 0,6 V. Esto está determinado por el rango de operación lineal del amplificador operacional DA1 como seguidor. Al final de la etapa ZIK, el voltaje en la salida del integrador DA2 (pin 27) se vuelve Uint menor que el pin. 30. La relación de los niveles de tensión en los terminales se ilustra en el diagrama de la fig. 5a - línea gruesa en la parte inferior derecha.
A medida que el voltaje de modo común de entrada se acerca al límite inferior del intervalo Upit, la no linealidad de la operación del amplificador operacional DA2 comienza a afectar. Para el amplificador operacional en transistores CMOS, el rango de operación lineal de el amplificador operacional está cerca del voltaje de suministro total, por lo que el voltaje en el pin 30 debe permanecer mayor que en el pin 26, al valor Uint más un pequeño margen (alrededor de 0,2 V) - la segunda línea gruesa en la parte inferior izquierda de Figura 5, a. Con la polaridad opuesta de la señal de entrada, el voltaje en la salida del integrador es mayor en Uint que en el pin. 30 (Fig. 5,6), por lo tanto, es él quien determina el voltaje permitido en el pin. 30 cerca del límite superior del voltaje en el pin. 1. Se ha determinado experimentalmente que el margen tampoco debe ser inferior a 0,2 V, por lo tanto, para Uint \u1,55d 1 V, la diferencia Uvy.30 - Uvy.1,75 debe superar los XNUMX V. Con el acercamiento del voltaje de entrada de modo común Uin al voltaje en el pin. 26 nuevamente el papel principal comienza a jugar el rango permitido de operación lineal del OS DA1. La diferencia mínima permitida Uvyv.31 - Uvyv.26 - alrededor de 1 V (Fig. 5,6). Así, las líneas gruesas muestran las posiciones extremas de la suma Uint + Uin en el eje de coordenadas de tensión tanto para una como para otra polaridad Uin. De los resultados obtenidos, se deduce que para medir el voltaje de la señal, el componente de modo común del cual está lo más cerca posible del voltaje en el pin. 1, la fuente de señal debe conectarse en la polaridad que se muestra en la fig. 1 y 3. Si el componente de modo común está cerca del voltaje en el pin. 26, se debe invertir la polaridad de la conexión. Con una polaridad variable del voltaje medido, para obtener los límites más amplios posibles del voltaje de modo común permisible, es posible reducir el voltaje Uint en la salida del integrador, por ejemplo, a 0,5 V aumentando la capacitancia del capacitor Sint o la resistencia de la resistencia Rint de acuerdo con la fórmula (2). Cuando el voltaje en la entrada Uin durante la operación del ADC no cambia de polaridad, puede abandonar el capacitor Collect. pero será necesario aplicar el voltaje ejemplar al pin. 32 y uno de los pines para conectar este condensador. El voltaje ejemplar se puede aplicar como un plus al pin. 33, y menos - al pin. 32, pero entonces se debe invertir la polaridad del voltaje de entrada. El indicador "resaltará" el signo menos (si, por supuesto, este elemento del indicador está conectado). En los casos en que no se desee cambiar la polaridad de la conexión del voltaje Uin, es posible aplicar el voltaje Uobr de otra manera. - más a vyv. 32, menos - al pin. 34. No habrá un signo menos en la pantalla, pero la fuente de tres voltios incorporada no será adecuada para la formación de un voltaje ejemplar. Para reducir la influencia de la capacitancia de montaje parásita en la precisión de la medición, especialmente a valores altos de voltaje de modo común, se recomienda proporcionar un conductor de anillo en la placa de circuito impreso, que cubra el sitio de instalación de los elementos Sint, Uint y Sakn. Este conductor está conectado al pin. 27 fichas. Cuando utilice una placa de circuito impreso de doble cara, en el reverso opuesto al conductor del anillo, debe dejar una almohadilla protectora de aluminio conectada al mismo pin. 27 Cadena R7C6 en la fig. 3 sirve para proteger la salida + Uin de la electricidad estática en aquellos casos en los que se pueda conectar a cualquier elemento fuera de la caja del instrumento de medida, y la salida -Uin - a un hilo común. Si es posible conectar otras entradas ADC a circuitos externos, también se protegen con circuitos similares (como se hace, por ejemplo, en el multímetro [3] para la entrada Uin). La resistencia de las resistencias de protección de la entrada Uoep debe reducirse a 51 kΩ, de lo contrario el tiempo de establecimiento del instrumento será demasiado largo. Sobre la capacitancia de los capacitores Cobr y Saqn. En diversas publicaciones se recomiendan los siguientes valores: para una tensión de entrada máxima de 200 mV Collect = 1 μF, Saqn = 0,47 μF; lo mismo para Uin \u2d 0,1V-0,047 y 35 microfaradios. Si durante la operación, el voltaje Uobr (suministrado a los pines 36 y 2,6,7) no cambia, entonces para aumentar la precisión del ADC, la capacitancia Collect se puede aumentar varias veces en relación con los valores indicados, y si puede * cambiar (como, para ejemplo, en [XNUMX, XNUMX, XNUMX]), no es deseable aumentar significativamente la capacitancia, ya que esto aumentará el tiempo de establecimiento de las lecturas. La capacitancia del capacitor Sakn afecta significativamente el tiempo de establecimiento de las lecturas después de sobrecargar la entrada del convertidor. Por lo tanto, en todos los dispositivos mencionados (excepto los termómetros [4, 5], donde la sobrecarga es prácticamente imposible), es deseable cumplir con los valores de capacitancia recomendados anteriormente. El condensador integrador Sint debe ser con un dieléctrico de baja absorción, por ejemplo, K71-5, K72-9, K73-16, K73-17. Para reducir el tiempo de establecimiento de las lecturas en los casos en que el voltaje en los capacitores Sovr y Sakn puede cambiar, es deseable usar los mismos capacitores para ellos. Si el voltaje en ellos no cambia, está permitido usar condensadores cerámicos, por ejemplo, KM-6. Dado que el principio de doble integración es inherentemente insensible a los cambios en la frecuencia del reloj o la tasa de integración (dentro de límites razonables), no existen requisitos especiales para la estabilidad de la resistencia Rint y los elementos de ajuste de frecuencia del generador ADC. Las resistencias del divisor que determina el voltaje Uobr deben, por supuesto, ser estables. Ahora me gustaría comentar brevemente y aclarar la elección de algunos elementos publicados en la revista de instrumentos de medición digital en el ADC KR572PV5, publicado en la revista "Radio". Multímetro [2]. La capacitancia del capacitor integrador C3 (Fig. 1) o la resistencia del resistor integrador R35 se pueden duplicar, lo que eliminará la necesidad de seleccionar el resistor R35. Esto también le permitirá configurar la frecuencia del reloj (50 kHz) una vez durante la configuración, mientras monitorea la frecuencia de la señal en la salida F (62,5 Hz). El condensador de almacenamiento C2 (Collect) se puede utilizar cerámico KM-6. Todo lo anterior se aplica al multímetro [3]. Medidor de capacitancia [7]. Es mejor reducir la capacitancia del capacitor integrador C11 (Fig. 1) a 0,1 microfaradios, y C 14 (Sacn) - aumentar a 0,22 microfaradios. Para reducir el tiempo de establecimiento de las lecturas, es recomendable elegir condensadores C 10 (Col) y C14 con un buen dieléctrico. Dado que el signo del voltaje en la entrada Uin ADC no cambia, el capacitor C10 puede excluirse. Para hacer esto, el terminal superior del capacitor C9 según el esquema debe cambiarse al pin. 33 microcircuitos DD5 (no se puede desconectar del pin 36) y cambie los conductores al pin. 30 y 31. Medidor RCL [1]. Es deseable aumentar la capacidad del condensador de almacenamiento C19 (Fig. 2) a 1 microfaradio, pero se puede excluir conectando la salida inferior de la resistencia R21 de acuerdo con el circuito y el pin. 35 microcircuito DD10 con su pin. 32, motor de resistencia trimmer - con pasador. 33 y, cambiando los conductores entre sí, al pasador. 30 y 31; la resistencia R22 también está excluida. Y en conclusión, unas palabras sobre la posibilidad de combinar estructuras. La tentación de tal combinación es que no será necesario comprar un microcircuito y un indicador costosos para cada dispositivo, para ensamblar un ensamblaje bastante laborioso. Notamos de inmediato que todos los medidores, excepto [1, Z], son insensibles a la frecuencia del reloj, si, por supuesto, se selecciona de la serie recomendada con el recálculo correspondiente de las clasificaciones de los elementos. Para cambiar de una frecuencia de 50 a 40 kHz, basta con aumentar la resistencia de la resistencia integradora Tornillo en un 20%, para una frecuencia de 100 kHz, reduzca la capacidad de los condensadores Sint, Sobr, Sakn a la mitad. Manteniendo los valores nominales de los elementos del medidor RCL [1] y la frecuencia de su generador de reloj de 40 kHz, se puede combinar con él cualquier otro dispositivo, excepto el medidor de capacitancia [7]. Por el contrario, con un medidor [7] con la aclaración anterior para Sint y Sakn y una frecuencia de reloj de 100 kHz, está permitido combinar cualquier otro diseño, excepto [1]. En ausencia de ADC KR572PV5 o indicador de cristal líquido IZhTs5-4/8, los medidores aquí descritos se pueden montar en KR572PV2 e indicadores digitales LED con un ánodo común, como, por ejemplo, se hizo en [8,9]. Todas las recomendaciones del artículo que está leyendo ahora también son aplicables a dispositivos basados en el ADC KR572PV2. Tenga en cuenta que el multímetro [8, 9] utiliza una fuente de alimentación simétrica del convertidor, por lo que la elección del valor Xin = 0,1 μF está bastante justificada. En dispositivos basados en el ADC KR572PV2, se debe utilizar una fuente separada de 4 ... 5 V para una corriente de aproximadamente 100 mA para alimentar los indicadores LED. Su terminal negativo está conectado al pin. 21 microcircuitos (cable común digital), que no tiene que estar conectado a un cable analógico común. Tenga en cuenta que cuando se usan indicadores LED, su corriente total que fluye a través de los circuitos internos del convertidor depende del número que se muestra. Por lo tanto, durante el proceso de medición, la temperatura del cristal del microcircuito cambia, lo que cambia significativamente el voltaje de la fuente de tres voltios y reduce la precisión de las lecturas. Es por eso que se usa una fuente ejemplar separada en el multímetro [8, 9]. La opción de conectar indicadores luminiscentes de vacío al ADC KR572PV2A se describe en [4]. Literatura 1. Biryukov S. Digital meter RCL-Radio, 1996, No. 3, p.38-41, No. 7, p.62; 1997, N° 7, pág. 32. Autor: S. Biryukov, Moscú; Publicación: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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