1. Características de la PI

Circuitos de protección de ION y subtensión. El circuito se enciende cuando la fuente de alimentación alcanza el umbral de 5.5...7.0 V (valor típico 6.4 V). Hasta este punto, los buses de control interno inhabilitan el funcionamiento del generador y la parte lógica del circuito. Corriente sin carga a tensión de alimentación de +15 V (transistores de salida desactivados) no superior a 10 mA. ION +5V (+4.75..+5.25 V, estabilización de salida no peor que +/- 25mV) proporciona corriente de salida de hasta 10 mA. Es posible amplificar el ION solo usando un seguidor de emisor npn (consulte las páginas 19-20 de TI), pero el voltaje en la salida de dicho "estabilizador" dependerá en gran medida de la corriente de carga.

Generador genera en el capacitor de temporización Ct (pin 5) un voltaje de diente de sierra de 0..+3.0V (amplitud establecida por ION) para TL494 Texas Instruments y 0...+2.8V para TL494 Motorola (¿qué podemos esperar de los demás?) , respectivamente para TI F =1.0/(RtCt), para Motorola F=1.1/(RtCt).

Las frecuencias de operación permitidas son de 1 a 300 kHz, mientras que el rango recomendado es Rt = 1 ... 500 kOhm, Ct = 470 pF ... 10 μF. En este caso, la variación de temperatura típica de la frecuencia es (naturalmente, sin tener en cuenta la variación de los componentes conectados) +/-3 %, y la variación de frecuencia en función de la tensión de alimentación está dentro del 0.1 % en todo el rango permitido. .

Para apagar el generador de forma remota, puede usar una llave externa para cerrar la entrada Rt (6) a la salida ION, o - cerrar Ct a tierra. Por supuesto, la resistencia de fuga del interruptor abierto debe tenerse en cuenta al elegir Rt, Ct.

Entrada de control de fase de reposo (ciclo de trabajo) a través del comparador de fase de reposo establece la pausa mínima requerida entre pulsos en los brazos del circuito. Esto es necesario tanto para evitar la corriente en las etapas de potencia fuera del IC como para el funcionamiento estable del disparador: el tiempo de conmutación de la parte digital del TL494 es de 200 ns. La señal de salida se habilita cuando la sierra en Ct excede el voltaje en la entrada de control 4 (DT). A frecuencias de reloj de hasta 150 kHz con tensión de control cero, la fase de reposo = 3% del período (compensación de señal de control equivalente 100..120 mV), a frecuencias altas, la corrección integrada extiende la fase de reposo a 200.. 300 ns.

Usando el circuito de entrada DT, es posible configurar una fase de descanso fija (divisor RR), modo de arranque suave (RC), apagado remoto (tecla), y también usar DT como entrada de control lineal. El circuito de entrada está formado por transistores pnp, por lo que la corriente de entrada (hasta 1.0 uA) sale del circuito integrado y no entra en él. La corriente es bastante grande, por lo que se deben evitar las resistencias de alta resistencia (no más de 100 kOhm). Consulte TI, página 23 para ver un ejemplo de protección contra sobretensiones con un diodo zener de 3 pines TL430 (431).

Amplificadores de error - de hecho, amplificadores operacionales con Ku=70..95dB DC voltaje (60 dB para series anteriores), Ku=1 a 350 kHz. Los circuitos de entrada se ensamblan en transistores pnp, por lo que la corriente de entrada (hasta 1.0 µA) sale del circuito integrado y no entra en él. La corriente es lo suficientemente grande para el amplificador operacional, el voltaje de polarización también lo es (hasta 10 mV), por lo que se deben evitar las resistencias de alta resistencia en los circuitos de control (no más de 100 kOhm). Pero gracias al uso de entradas pnp, el rango de voltaje de entrada es de -0.3V a Vsupply-2V.

Las salidas de los dos amplificadores se combinan mediante un diodo OR. El amplificador, en cuya salida hay un mayor voltaje, intercepta el control de la lógica. En este caso, la señal de salida no está disponible por separado, sino solo desde la salida del diodo OR (también es la entrada del comparador de errores). Por lo tanto, solo un amplificador puede ser cerrado por el circuito de retroalimentación en modo lineal. Este amplificador cierra el sistema operativo lineal principal en términos de voltaje de salida. En este caso, el segundo amplificador se puede usar como comparador, por ejemplo, para exceder la corriente de salida, o como clave para una señal de alarma lógica (sobrecalentamiento, cortocircuito, etc.), apagado remoto, etc. Uno de los las entradas del comparador están vinculadas al ION, las segundas alarmas OR (aún mejor: señales AND lógicas de estados normales).

Cuando se usa un sistema operativo RC dependiente de la frecuencia, debe recordarse que la salida de los amplificadores es en realidad de un solo extremo (¡diodo en serie!), Por lo tanto, cargar la capacitancia (hacia arriba) lo cargará y hacia abajo, llevará mucho tiempo para descargar El voltaje en esta salida está en el rango de 0..+3.5V (un poco más que la amplitud del generador), luego el coeficiente de voltaje cae bruscamente y alrededor de 4.5V en la salida los amplificadores se saturan. Asimismo, deben evitarse las resistencias de baja resistencia en el circuito de salida de los amplificadores (bucles OS).

Los amplificadores no están diseñados para operar dentro de un ciclo de la frecuencia de operación. Con un retraso de propagación de la señal dentro del amplificador de 400 ns, son demasiado lentos para esto, y la lógica de control del disparador no lo permite (habría pulsos laterales en la salida). En los circuitos PN reales, la frecuencia de corte del circuito OS se selecciona del orden de 200-10000 Hz.

Lógica de control de activación y salida - Con una tensión de alimentación de al menos 7V, si la tensión de sierra en el generador es mayor que en la entrada de control DT, и si el voltaje de la sierra es mayor que en cualquiera de los amplificadores de error (teniendo en cuenta los umbrales y compensaciones incorporados), se permite la salida del circuito. Cuando el generador se reinicia desde el máximo a cero, las salidas se desactivan. Un disparador con salida de dos fases divide la frecuencia a la mitad. Con un 0 lógico en la entrada 13 (modo de salida), las fases de disparo se combinan por OR y se alimentan simultáneamente a ambas salidas, con un 1 lógico, se alimentan en parafase a cada salida por separado.

Transistores de salida - Darlington npn con protección térmica incorporada (pero sin protección de corriente). Por lo tanto, la caída de voltaje mínima entre el colector (generalmente cerrado al bus positivo) y el emisor (en la carga) es de 1.5 V (típico a 200 mA), y en un circuito de emisor común es ligeramente mejor, 1.1 V típico. La corriente de salida máxima (con un transistor abierto) está limitada a 500 mA, la potencia máxima para todo el cristal es de 1W.

2. Características de la aplicación

Trabaje en la puerta del transistor MIS. Repetidores de salida

Cuando se opera con una carga capacitiva, que es convencionalmente la puerta de un transistor MIS, los transistores de salida TL494 son activados por un seguidor de emisor. Cuando la corriente promedio se limita a 200 mA, el circuito puede cargar la puerta con bastante rapidez, pero es imposible descargarla con el transistor apagado. La descarga de la compuerta con una resistencia puesta a tierra también es insatisfactoriamente lenta. Después de todo, el voltaje en la capacitancia de la puerta convencional disminuye exponencialmente, y para cerrar el transistor, la puerta debe descargarse de 10 V a no más de 3 V. La corriente de descarga a través de la resistencia siempre será menor que la corriente de carga a través del transistor (y la resistencia se calentará bastante bien y robará la corriente clave al subir).

Opción A. Circuito de descarga a través de un transistor pnp externo (tomado del sitio web de Shikhman; consulte "Fuente de alimentación del amplificador Jensen"). Cuando la puerta se está cargando, la corriente que fluye a través del diodo apaga el transistor pnp externo, cuando la salida del IC se apaga, el diodo se apaga, el transistor se enciende y descarga la puerta a tierra. Menos: funciona solo en capacidades de carga pequeñas (limitadas por la reserva actual del transistor de salida del IC).

Cuando se utiliza el TL598 (con una salida push-pull), la función de la parte inferior del hombro ya está cableada en el chip. La opción A no funciona en este caso.

Opción B. Repetidor complementario independiente. Dado que la carga de corriente principal es procesada por un transistor externo, la capacidad (corriente de carga) de la carga es prácticamente ilimitada. Transistores y diodos: cualquier HF con un voltaje de saturación y Ck pequeños, y un margen de corriente suficiente (1 A por pulso o más). Por ejemplo, KT644 + 646, KT972 + 973. La "tierra" del repetidor debe soldarse directamente junto a la fuente del interruptor de alimentación. Los colectores de los transistores repetidores deben derivarse con una capacitancia cerámica (no se muestra en el diagrama).

El circuito a elegir depende principalmente de la naturaleza de la carga (capacitancia de puerta o carga de conmutación), la frecuencia de operación y los requisitos de temporización para los frentes de pulso. Y ellos (los frentes) deben ser lo más rápidos posible, porque es en los transitorios en la tecla MIS donde se disipa la mayor parte de las pérdidas de calor. Le recomiendo que consulte las publicaciones de la colección International Rectifier para un análisis completo del problema, pero yo mismo me limitaré a un ejemplo.

Un transistor potente, IRFI1010N, tiene una carga de puerta total de referencia Qg = 130 nC. Esto es mucho, porque el transistor tiene un área de canal excepcionalmente grande para proporcionar una resistencia de canal extremadamente baja (12 mΩ). Son estas claves las que se requieren en los convertidores de 12 V, donde cada miliohmio cuenta. Para garantizar la apertura del canal, la puerta debe estar provista de Vg = + 6V con respecto a la tierra, mientras que la carga total de la puerta Qg (Vg) = 60 nC. Para garantizar la descarga de la puerta cargada hasta 10V, es necesario absorber Qg(Vg)=90nC.

Con una frecuencia de reloj de 100 kHz y un ciclo de trabajo total del 80 %, cada brazo funciona en el modo abierto de 4 µs y cerrado de 6 µs. Supongamos que la duración de cada frente de pulso no debe ser superior al 3% del estado abierto, es decir tf=120 ns. De lo contrario, las pérdidas de calor en la tecla aumentan considerablemente. Por lo tanto, la corriente de carga promedio mínima aceptable Ig+=60nC/120ns=0.5A, corriente de descarga Ig-=90nC/120ns=0.75A. ¡Y esto sin tener en cuenta el comportamiento no lineal de las capacitancias de las puertas!

Al comparar las corrientes requeridas con los límites para el TL494, está claro que su transistor incorporado funcionará en el límite de corriente y lo más probable es que no pueda hacer frente a la carga oportuna de la puerta, por lo que la elección se hace a favor de un seguidor complementario. . Con una frecuencia de operación más baja o con una capacitancia más baja de la puerta de llave, también es posible una variante con un espacio de chispas.

2. Implementación de protección actual, arranque suave, limitación del ciclo de trabajo

Como regla general, en el papel de un sensor de corriente, se solicita una resistencia en serie en el circuito de carga. Pero robará preciosos voltios y vatios a la salida del convertidor, y solo controlará los circuitos de carga, y no podrá detectar cortocircuitos en los circuitos primarios. La solución es un sensor de corriente inductivo en el circuito primario.

El sensor en sí (transformador de corriente) es una bobina toroidal en miniatura (su diámetro interior, además del devanado del sensor, debe pasar libremente por el cable del devanado primario del transformador de potencia principal). A través del toro, pasamos el cable del devanado primario del transformador (¡pero no el cable de "tierra" de la fuente!). Establecemos la constante de tiempo de subida del detector en el orden de 3-10 períodos de la frecuencia del reloj, la caída - 10 veces más, en función de la corriente de operación del optoacoplador (alrededor de 2-10 mA con una caída de voltaje de 1.2-1.6V ).

En el lado derecho del diagrama, dos soluciones típicas para TL494. El divisor Rdt1-Rdt2 establece el ciclo de trabajo máximo (fase de descanso mínima). Por ejemplo, en Rdt1=4.7kOhm, Rdt2=47kOhm, en la salida 4 hay un voltaje constante Udt=450mV, que corresponde a una fase de reposo de 18..22% (dependiendo de la serie IC y la frecuencia de operación).

Cuando se enciende la alimentación, Css se descarga y el potencial en la entrada DT es Vref (+5V). Css se carga a través de Rss (también conocido como Rdt2), reduciendo suavemente el potencial de DT al límite inferior, limitado por el divisor. Este es un comienzo suave. Con Css=47uF y las resistencias especificadas, las salidas del circuito se abren 0.1 s después de encenderse y alcanzan el ciclo de trabajo operativo durante otros 0.3-0.5 s.

En el circuito, además de Rdt1, Rdt2, Css, hay dos fugas: la corriente de fuga del optoacoplador (no superior a 10 μA a altas temperaturas, alrededor de 0.1-1 μA a temperatura ambiente) y la corriente base del transistor de entrada IC que fluye desde la entrada DT. Para que estas corrientes no afecten significativamente la precisión del divisor, seleccionamos Rdt2 = Rss no superior a 5 kOhm, Rdt1, no superior a 100 kOhm.

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