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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Diseño de circuitos de fuentes de alimentación conmutadas. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Fuentes de alimentación Las fuentes de alimentación conmutadas (UPS) se utilizan cada vez más en equipos domésticos e industriales. Los circuitos UPS modernos están tan desarrollados que, en términos de número de elementos, son iguales a las fuentes de alimentación lineales y, en muchos aspectos, superan el rendimiento de las fuentes de alimentación lineales. Operar un UPS en redes donde un voltaje alterno de 220 V tiene (en modo de sobrecarga o desequilibrio de fase) una variedad de parámetros de 160 a 280 V brinda una gran ventaja sobre las fuentes de alimentación lineales. Además, la alta eficiencia permite reducir significativamente el consumo de energía de la red (lo cual es importante para las familias de bajos ingresos). Las fuentes de alimentación conmutadas se dividen en convertidores de voltaje de ciclo único (OSC) y push-pull. A su vez, los convertidores de un solo extremo se dividen en PN con conexión inversa del diodo (RPNO) (flyback) Fig. 1, a y con conexión directa del diodo RFNP (hacia adelante) Fig. 1, b.
Los push-pull se dividen en PN con circuito de conmutación de medio puente (Fig. 2, a) y con circuito de conmutación de puente (Fig. 2, b).
Según el análisis realizado en [1], el alcance de la aplicación de PN depende de la potencia de carga (Fig. 3), mientras que los circuitos de conmutación de PN son diferentes. En los equipos domésticos importados, la mayoría de las veces puede encontrar un circuito PN flyback, ya que tiene una cantidad muy pequeña de elementos. Pero para el funcionamiento normal de este circuito se necesitan elementos de alta calidad que no se encuentran en una amplia gama de componentes electrónicos en el mercado ucraniano. El funcionamiento de componentes de radio de baja calidad afecta en gran medida a muchos indicadores del UPS.
Consideremos el funcionamiento de un convertidor de voltaje de un solo extremo con conexión inversa del diodo. A menudo se les llama flyback debido a la transferencia de energía a la carga en el momento en que se apaga el interruptor del transistor. La Figura 4 muestra un diagrama simplificado de una bomba flyback moderna.
Período t0 - t1. Tan pronto como se aplica la tensión de alimentación +Ep, la corriente fluye a través de Rogr, RD1, RD2, mientras que C3 se carga con corriente a través de Rogr, Rd1, C3, la unión B-E del transistor VTk (Fig. 5,a). El transistor VTk abre gradualmente t0 t1 (Fig.5, b), surge una corriente de colector IKVT (Fig.5, c), que fluye a lo largo de la ruta: + Ep, Rogr, w1, transición EB del transistor VTk - tierra. Se induce una FEM de la misma polaridad en el devanado w2 que el voltaje aplicado a w1, de acuerdo con la ley de autoinducción (el comienzo del punto en los devanados). La fem autoinductiva plus se aplica a través de VD1, Rb a la transición B-E VTk, el transistor está aún más desbloqueado.
Tenga en cuenta que no fluye corriente en el circuito de carga. La corriente del circuito colector VTk aumenta hasta que el transistor se satura, mientras que la corriente del inductor en w1 aumenta de cero a ILmax, y mientras la corriente del colector cambia y crece, se produce la magnetización del núcleo del inductor L. La Figura 6 muestra el bucle de histéresis. Dado que la intensidad del campo magnético es directamente proporcional a la corriente que fluye en el devanado w1, Iw1= Hl/w, donde H es la intensidad del campo magnético; l es la longitud del camino de la línea magnética; w es el número de vueltas, entonces la intensidad del campo magnético en el núcleo del inductor también aumentará gradualmente de cero a HIm (Fig. 6, curva 1).
Periodo t1 - t2. En el momento de saturación del transistor VTk (tenga en cuenta que este momento no coincide con el momento de saturación del núcleo debido a las características de diseño del circuito), la corriente del colector del transistor VTk alcanza su valor máximo (todos los principales están involucrados los portadores de la unión n-p-n) y no cambia. En w1, la corriente del inductor tampoco cambia, lo que significa que la FEM de autoinducción ya no se induce en w2. En este caso, VTk está bloqueado. El núcleo del inductor L comienza a desmagnetizarse, la energía del núcleo se transfiere a la carga, ya que la fem de autoinducción cambia la polaridad al opuesto en w3. En este caso, aparece una corriente en w3 a través de VD2 y Rн, Sph. Como la FEM ha cambiado de signo, no fluye corriente en w2 y VTk finalmente se cierra. C3 ya está cargado y VTk no se puede abrir. La corriente de desmagnetización Im disminuye gradualmente t1 t2 (Fig. 5d). La intensidad del campo magnético también disminuye gradualmente desde el punto A hasta el punto Br (Fig. 6, curva 2). El condensador SF2 se carga rápidamente y la corriente de carga fluye a través de Rн. Tan pronto como la intensidad del campo cae a cero, la corriente en w3 se detiene, el núcleo tiene un valor residual de inducción del campo magnético Br, por lo que el núcleo no está completamente desmagnetizado (para una desmagnetización completa es necesario aplicar una fuerza coercitiva, -Hc En los circuitos de puente push-pull o medio puente, el núcleo se desmagnetiza y se remagnetiza el brazo opuesto del circuito. Esta característica es muy importante a la hora de calcular el estrangulador, ya que Bm (el valor de amplitud de la inducción en las fórmulas) será 60 -80% menos (dependiendo de la calidad del núcleo) que el valor de la tabla. Período t2 - t3. Tan pronto como el núcleo del inductor se desmagnetiza al valor residual Br, mientras que la intensidad del campo magnético no cambia y es igual a cero, la corriente en w3 deja de fluir y la FEM en w2 cambia de signo al contrario, VTk comienza a abrirse. Como resultado, con la corriente de base, la corriente del colector VTk aumenta, aumentando la FEM en w2 debido a un aumento en la corriente a través de w1. El transistor VTk se abre hasta la saturación (Fig. 5, c), el núcleo se magnetiza (Fig. 6, curva 3), en el punto A para HIm corresponderá el valor de inducción BS. Al calcular, en lugar de Bm, utilice la diferencia ∆B = Bs - Br, es decir El convertidor opera en un bucle de histéresis privado. Por lo tanto, en los convertidores de voltaje de un solo extremo, se utilizan ferritas con un Br mínimo y un Bs máximo (bucle de histéresis estrecho). Un bucle similar existe en las ferritas de alta frecuencia, por lo que muchas empresas extranjeras crean convertidores con una frecuencia de conversión de 0,1 a 1 MHz. El funcionamiento del convertidor a dicha frecuencia requiere el uso de elementos de RF (potencia) de alta calidad. Es importante tener en cuenta que la duración del estado abierto VTk está determinada por la amplitud de la corriente del colector Ikmax, la inductancia L y la tensión de alimentación Ep y no depende de la carga de salida. La duración del estado cerrado depende directamente de la carga. Por tanto, se distinguen tres modos de funcionamiento del PN. 1er modo de corriente intermitente La resistencia de carga es baja (casi un cortocircuito y el condensador SF2 no tiene tiempo de cargarse, mientras que en Rн se observarán pulsaciones de voltaje y corriente. Segundo modo de corriente continua Se acumulará suficiente energía en el Sph para que la corriente en la carga fluya sin ondulaciones y el voltaje sea constante. 3er modo solo para OP PERO - modo inactivo. La carga es insignificante o está completamente apagada, la duración del estado cerrado del transistor aumenta (debido a la lenta caída de la corriente de desmagnetización), pero como la energía almacenada en el campo magnético del transformador no cambia, el voltaje en el devanado secundario, y por tanto la carga, aumenta hasta el infinito. Este modo es el más peligroso, ya que el SF2 puede explotar por sobretensión. Por lo tanto, bajo ninguna circunstancia se deben utilizar convertidores de voltaje flyback en el modo x.x. (Las excepciones incluyen sistemas láser, flashes fotográficos y dispositivos de almacenamiento médico de alto voltaje). Núcleos de chokes flyback PN. Los núcleos están hechos principalmente de ferritas. Las ferritas son una mezcla sinterizada de óxido férrico con óxidos de uno o más metales divalentes [2]. Las ferritas son muy duras, quebradizas y tienen propiedades mecánicas similares a las de la cerámica (principalmente de color gris oscuro o negro). La densidad de las ferritas es significativamente menor que la densidad de los materiales magnéticos metálicos y es de 4,5-4,9 g/cm3. Las ferritas están bien molidas y pulidas con materiales abrasivos. Se pueden pegar con cola BF-4 según una tecnología conocida (raspar con papel de lija, desengrasar con gasolina, aplicar cola y dejar secar un poco, presionar firmemente con una prensa durante varias horas, pero para no partir la ferrita). . Las ferritas son semiconductores y tienen conductividad electrónica. Su resistividad (según marca) oscila entre 10 y 1010 ohmios x cm Tabla 1
Las principales características de los materiales ferromagnéticos se dan en la Tabla 1:
Las ferritas magnéticas blandas modernas se pueden dividir en varios grupos, que se diferencian en parámetros y finalidad electromagnética. En la designación del grado de ferrita, los números corresponden al valor nominal de la permeabilidad magnética inicial, la primera letra H significa ferrita de baja frecuencia, la segunda letra M es ferrita de manganeso-zinc, H es níquel-zinc; las letras HF indican que la ferrita está diseñada para funcionar a altas frecuencias. Las ferritas de grados 6000NM, 4000NM, 3000NM, 2000NM, 1500NM, 1000NM se utilizan en frecuencias de hasta varios cientos de kHz en campos fuertes y débiles. En campos débiles, las ferritas de este grupo se utilizan en los casos en que no existen mayores requisitos de estabilidad de la temperatura. Se recomienda el uso de ferritas de los tres primeros grados en núcleos magnéticos en lugar de láminas de permalloy con un espesor de 0,1 a 0,02 mm o menos. Las ferritas de grados 2000НМ1, 1500НМI, 1500НМ2, 1500НМ3, 1000НМ3 y 700НМ están destinadas a su uso en campos débiles y medios en frecuencias de hasta 3 MHz. Tienen bajas pérdidas y bajo TKμ en un amplio rango de temperaturas. Con mayores requisitos de estabilidad térmica µ en un amplio rango de temperaturas, es preferible utilizar ferritas de los últimos tres grados. Las ferritas de grados 2000NN, 1000NN, 600NN, 400NN, 200NN y 100NN se utilizan en campos débiles en el rango de frecuencia de hasta varios MHz. Los primeros tres grados de ferritas son significativamente inferiores a las ferritas de manganeso y zinc con los mismos valores de µ, pero son más baratas, por lo que se utilizan ampliamente en diversos equipos con bajos requisitos de estabilidad y pérdidas. Otras ferritas se utilizan ampliamente en bobinas de circuitos y antenas magnéticas. Las ferritas de grados 150VCh, 100VCh, 50VCh2, 30VCh2 y 20VCh están diseñadas para usarse en campos débiles en frecuencias de hasta 100 MHz. Se caracterizan por bajas pérdidas y bajo TKμ en un amplio rango de temperaturas, por lo que se utilizan más ampliamente para inductores de alta frecuencia, así como para antenas de receptores de radio portátiles. Las ferritas de los grados 300НН, 200НН2, 150ННHI, 90НН, 60НН, 55НН, 33НН y 10ВЧ1 se caracterizan por bajas pérdidas en campos elevados. Su finalidad principal son los núcleos de bobinas de circuitos sintonizables por magnetización y circuitos de moduladores magnéticos. En los campos débiles tgδ y TKμ se encuentran muchas más ferritas de este tipo que ferritas del grupo HF. Los datos básicos sobre ferritas magnéticas blandas se dan en la Tabla 2. Unidades de conversión para el sistema SI: 1 Gs - 10-4 Tl. Tabla 2
Los núcleos Flyback PN se fabrican en forma de núcleos magnéticos en forma de U o de W (Fig. 7).
Dado que el transformador actúa como estrangulador, un lado del núcleo se lima con un material abrasivo (preferiblemente una lima de diamante). La ranura no magnética se realiza entre 0,1...0,3 mm, durante el montaje se inserta cartón en la ranura. Las dimensiones generales más comunes de los núcleos magnéticos en forma de W se dan en la Tabla 3 y la Fig. 8. Tabla 3
Cálculo de chokes flyback PN El núcleo del inductor debe almacenar la energía máxima requerida en un pequeño espacio sin saturarse y tener pérdidas aceptables en el circuito magnético. Además, debe acomodar el número requerido de vueltas para asegurar pérdidas aceptables en el devanado. Utilicemos la conocida fórmula [3]: Pgab = IkUk = 4fwkBmSc10-4Ik; (una) Reino Unido = 4fwkBmSc10-4, (1a) donde Rgab es la potencia total del transformador, W; Ik - corriente promedio del colector, A; Uk es el voltaje aplicado al devanado primario del inductor, V; f - frecuencia de conversión, Hz; Bm - inducción de campo magnético, T (para PN de ciclo único Bm = Bs - Br es aproximadamente 0,7 del valor de la tabla); Sc es el área de la sección transversal del núcleo magnético, cm2; wk es el número de vueltas del devanado primario. De (1) se deduce que el número de vueltas del devanado primario se puede encontrar de la siguiente manera: w1 = 0,25Uk104/(fBmSc). (2) Inductancia de estrangulamiento: L = µ0 µr (w1)2 Sc/l, (3) donde L - inductancia, H; µ0 = 4π10-7 - permeabilidad magnética absoluta; µr - permeabilidad magnética relativa; Sc es el área de la sección transversal del circuito magnético, m2; l es la longitud del camino de la línea magnética, m. Para estimar aproximadamente la sección transversal requerida del núcleo, puede utilizar la expresión: Sc = (10...20) (Pí/f)1/2(4) donde Pn - potencia de carga, W; Sc es el área de la sección transversal del núcleo, cm2; f - frecuencia de conversión, Hz. Utilizando las fórmulas (2) y (4), además de analizar los datos de la Tabla 2, encontramos las dimensiones generales del núcleo y el número de vueltas del devanado primario. Para el devanado secundario y otros devanados wн = w1 Uk/Un, donde Un es el voltaje a través de la carga. Para el devanado de campo w2 (ver Fig. 4), se recomienda un voltaje de aproximadamente 5 V. Diámetro del cable d = 1,13 (I/j)1/2(5) donde d es el diámetro del alambre, mm; I - corriente promedio en el devanado, A; j es la densidad de corriente en el devanado (recomendado 2,5...5 A/mm2), y para el devanado interno la densidad de corriente debe ser la más baja. Para comprobar los cálculos, calculemos el área que ocupa cada devanado y resumamos, se debe cumplir la siguiente desigualdad: Sok = w1d1 + w2d2 + w3d3 + ... + wndn + hz, (6) donde Sok es el valor tabular del área de la ventana, cm2; wn número de vueltas en el devanado n; dn - diámetro del alambre en el devanado n; Hz es el espesor total del marco y el aislamiento entre devanados. Los marcos en los que se enrollan los devanados del transformador están prensados de plástico, pegados de cartón eléctrico o ensamblados a partir de piezas individuales de textolita laminada, cartón prensado o cartón eléctrico, para dimensiones pequeñas se utiliza cualquier cartón. La fabricación estándar de un marco de cartón se describe en detalle en [4] Para transformadores de baja potencia, el autor propone un segundo método para fabricar un transformador, Fig. 9. Consta de tres espacios en blanco. La funda está hecha de cartón (Fig. 9, b), las líneas 1 de la pieza de trabajo se cortan ligeramente, después de lo cual se enrolla formando un paralelepípedo y los bordes 2 se pegan a lo largo del contorno 3 con papel de seda. La pieza en bruto (Fig. 9a) se fabrica en una cantidad de 2 piezas. Al mismo tiempo, se corta el núcleo 1 y se perforan agujeros D0,3 mm con una aguja de jeringa cuidadosamente afilada a lo largo de los bordes, después de lo cual se numeran (en la mitad superior del marco como H1, H2, H3, ... ., y en la mitad inferior como K1, K2, K3 ,...). Las mitades superior e inferior del marco se pegan a la funda con papel de seda y la estructura se deja debajo de un objeto pesado durante varias horas. El enrollado de los devanados en el marco se realiza de manera similar a [4] en el siguiente orden: Wcontrol, W1, Wload (para opciones experimentales, Wcontrol puede ser el último).
asamblea Las varillas de ferrita se insertan en un marco con devanados enrollados. Primero se pega un cuadrado de cartón de 0,2 mm de espesor a uno de los núcleos para llenar el espacio. Después de ensamblar el costado del núcleo, se hace una venda con una lámina de cobre alrededor del núcleo, se estira y se suelda. Características del transistor clave. Dado que la carga del colector del transistor VTk es un estrangulador con inductancia L, en el momento de bloquear VTk se produce un aumento de voltaje en su colector (Fig. 10, a, curva 1). La disminución de la corriente del colector no ocurre inmediatamente, sino durante la reabsorción de los portadores minoritarios de la unión colector-emisor (Fig. 10b). El voltaje en el colector varía de forma sinusoidal debido a la presencia de la inductancia L y la capacitancia de la unión colector-emisor. Como resultado, VTk extingue una gran cantidad de energía en la transición K-E, que se convierte en calor. Por lo tanto, VTk puede sobrecalentarse y fallar. Para evitar este efecto, se crea un retardo de tiempo t3 para el frente del aumento en el voltaje del colector (curva 2) con respecto al comienzo de la disminución tc de la corriente del colector (Fig. 10, a) usando un circuito RCD (Fig. 11). Cuando se apaga VTk, la corriente que fluye a través de la inductancia de fuga del inductor carga el condensador de amortiguación Sdf a través de VDdf. Después de desbloquear VTk, Sdf se descarga a través de Rр y K-E VTk. Este circuito puede alcanzar valores arbitrariamente pequeños de potencia instantánea disipada por la unión del colector [1]. Sin embargo, el deseo de reducir esta potencia conduce a un aumento de la energía acumulada en el SDF; es parásita, sustraída de la potencia útil.
Cuando se utilizan altas potencias en la carga, para el funcionamiento normal del convertidor es necesario implementar modos de conmutación especiales para el transistor. Consideremos dos procesos transitorios. El proceso de transición de encender un transistor n-p-n con OE, cuando se especifica un salto en la corriente de base positiva en su entrada (Fig. 12) [5].
En la etapa inicial de encendido, la corriente del colector es pequeña, mientras que los valores de b son pequeños y la resistencia diferencial de entrada del transistor es alta. Por lo tanto, podemos suponer que la corriente base va a cargar la capacitancia de entrada del emisor y, al mismo tiempo, el voltaje en el emisor cambia de cero a un cierto valor Ueo, correspondiente al estado encendido del transistor. Para transistores de silicio Ueo = 0,7 V. La primera etapa de encendido tiene un tiempo de retardo t3 (Fig. 13b). En la siguiente etapa, el aumento de la corriente del colector, la corriente de la base acumula carga portadora en la base. Si hay una resistencia Rk en el circuito del colector durante el proceso transitorio, el voltaje en la unión del colector cambia, la capacitancia de barrera Ck se recarga, lo que aumenta la duración del proceso transitorio (Fig. 13, c) tнр. Cuando el transistor funciona en modo de conmutación, se suministra a su entrada una corriente de base de desbloqueo, que es mayor que la corriente de saturación del transistor Ibn = Ikn/β. Esta corriente corresponde a la carga límite de los electrones en la base Qgrn = Ibn τ.
El proceso de apagar el transistor por un pulso de corriente de base negativa. Ib=-Ib2. En el momento t2 (Fig. 13, a), la corriente de base disminuye abruptamente en el valor ∆Ib = Ib1+ Ib2. El exceso de carga de los huecos en la base disminuye por dos razones: debido a la recombinación de los huecos con electrones y la eliminación de los huecos de la base a través del electrodo de la base hacia el circuito externo. De manera similar, disminuye el exceso de carga de los portadores minoritarios: los electrones, que, debido a la neutralidad eléctrica, es numéricamente igual a la carga de los huecos. El cambio en la corriente del colector comienza después de algún tiempo (el tiempo de reabsorción del exceso de carga en la base). El tiempo de resorción aumenta al aumentar la corriente base de desbloqueo Ib1 y disminuye al aumentar la corriente base de bloqueo Ib2. Después de la etapa de reabsorción, sigue la etapa de formación del frente negativo de la corriente del colector, cuya duración se denomina tiempo de caída tсп de la corriente del colector y también disminuye con un aumento de Ib2. Sin embargo, hay que tener en cuenta que incluso con el encendido forzado, tnr y el apagado tsp tienen un límite físico, es decir. estos tiempos no pueden ser menores que el tiempo de vuelo de los electrones a través de la base. Literatura:
Autor: A.V.Kravchenko
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Comentarios sobre el artículo: Oleg ¡El artículo es magnífico! Nunca había visto explicaciones tan detalladas. Buscaré artículos similares sobre otros tipos de iip.
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