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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Reguladores de voltaje de transistores con protección contra sobrecarga
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Protectores contra sobretensiones Parece que se ha escrito todo sobre los estabilizadores de tensión continua. Sin embargo, el desarrollo de un estabilizador confiable y no demasiado complicado (no más de tres o cuatro transistores), especialmente con una corriente de carga aumentada, es una tarea bastante seria, porque uno de los primeros lugares es el requisito de protección confiable de los transistores de control contra sobrecarga. Al mismo tiempo, es deseable que después de eliminar la causa de la sobrecarga, el funcionamiento normal del estabilizador se restablezca automáticamente. El deseo de cumplir con estos requisitos a menudo conduce a una complicación significativa del circuito estabilizador y una disminución notable de su eficiencia. El autor del artículo propuesto está tratando de encontrar la solución óptima, en su opinión. Antes de buscar la solución óptima, analicemos las características de carga Uout = f(Iout) de los estabilizadores de tensión fabricados según los esquemas más comunes. Para el estabilizador descrito en [1], cuando se sobrecarga, el voltaje de salida Uout cae rápidamente a cero. Sin embargo, la corriente no disminuye y puede ser suficiente para dañar la carga, y la potencia disipada por el transistor de control a veces excede la permitida. En [2], dicho estabilizador se complementa con protección de disparo. Cuando se sobrecarga, no solo disminuye el voltaje de salida, sino también la corriente. Sin embargo, la protección no es lo suficientemente efectiva, ya que funciona solo después de que el voltaje de salida cae por debajo de 1 V y, bajo ciertas condiciones, no elimina la sobrecarga térmica del transistor de regulación. Para que un estabilizador de este tipo vuelva al modo de funcionamiento, es necesario apagar casi por completo la carga, y esto no siempre es aceptable, especialmente para un estabilizador que sirve como parte integral de un dispositivo más complejo. Protección del estabilizador, cuyo diagrama se muestra en la fig. 1 ya se activa con una ligera disminución en el voltaje de salida causada por una sobrecarga. Los valores nominales de los elementos del circuito se dan para una tensión de salida de 12 V en dos versiones: sin paréntesis, si VD1 es D814B, y entre paréntesis, si es KS139E. Una breve descripción del funcionamiento de dicho estabilizador está disponible en [3].
Sus buenos parámetros se explican por el hecho de que todas las señales necesarias se generan a partir de un voltaje de salida estabilizado, y ambos transistores (que regulan VT1 y controlan VT2) funcionan en el modo de amplificación de voltaje. Las características de carga tomadas experimentalmente de este estabilizador se muestran en la fig. 2 (curvas 3 y 4).
Cuando el voltaje de salida se desvía del valor nominal, su incremento se transmite casi por completo a través del diodo zener VD1 al emisor del transistor VT2. Si no tiene en cuenta la resistencia diferencial del diodo zener, ΔUe - ΔUout. Esta es una señal de retroalimentación negativa. Pero el dispositivo también tiene uno positivo. Es creado por una parte del incremento de voltaje de salida, suministrado a la base del transistor a través del divisor de voltaje R2R3:
La retroalimentación total en el modo de estabilización es negativa, la señal de error es el valor
que es mayor en valor absoluto, menor R3 en comparación con R2. La reducción de esta relación afecta favorablemente el coeficiente de estabilización y la resistencia de salida del estabilizador. Dado que
El diodo Zener VD1 debe seleccionarse para el voltaje de salida de estabilización máximo posible, pero más bajo. Si reemplazamos la resistencia R3 con dos diodos conectados en la dirección directa y conectados en serie (como se sugiere, por ejemplo, en [4]), los parámetros del estabilizador mejorarán, ya que el lugar de R3 en las expresiones para ΔUb y ΔUbe será ocupado por una pequeña resistencia diferencial de diodos abiertos. Sin embargo, dicho reemplazo genera algunos problemas cuando el estabilizador entra en modo de protección. Nos detendremos en ellos a continuación, pero por ahora dejaremos la resistencia R3 en el mismo lugar. En el modo de estabilización, la caída de voltaje en la resistencia R1 permanece casi sin cambios. La corriente que circula por esta resistencia es la suma de la corriente del diodo zener VD1 y la corriente de emisor del transistor VT2, que es prácticamente igual a la corriente de base del transistor VT1. Con una disminución en la resistencia de carga, el último componente de la corriente que fluye a través de R1 aumenta y el primero (la corriente del diodo zener) disminuye hasta cero, después de lo cual el incremento del voltaje de salida ya no se transmite al emisor del transistor VT2 a través del diodo zener. Como resultado, el circuito de retroalimentación negativa se rompe y la retroalimentación positiva que continúa operando conduce a un cierre de avalancha de ambos transistores y al corte de la corriente de carga. La corriente de carga, cuando se excede, la protección se activa, se puede estimar mediante la fórmula
donde h21e es el coeficiente de transferencia de corriente del transistor VT1. Desafortunadamente, h21e tiene una gran variación de una instancia a otra del transistor, dependiendo de la corriente y la temperatura. Por lo tanto, la resistencia R1 a menudo debe seleccionarse al configurar. En un estabilizador diseñado para una gran corriente de carga, la resistencia de la resistencia R1 es pequeña. Como resultado, la corriente a través del diodo zener VD1, con una disminución en la corriente de carga, aumenta tanto que es necesario usar un diodo zener de alta potencia. La presencia en las características de carga (véanse las curvas 3 y 4 en la Fig. 2) de secciones de transición relativamente largas entre los modos de operación y protección (tenga en cuenta que estas secciones son las más difíciles en términos del régimen térmico del transistor VT1) se debe principalmente al hecho de que el desarrollo del proceso de conmutación se ve obstaculizado por un OS negativo local a través de la resistencia R1. Cuanto menor sea el voltaje estabilización del diodo zener VD1, mayor, ceteris paribus, el valor de la resistencia R1 y más "apretada" la transición del modo de trabajo al modo de protección del estabilizador. Esta, como se hizo anteriormente, se confirma experimentalmente la conclusión sobre la viabilidad de usar el diodo Zener VD1 con el voltaje de estabilización más alto posible. El voltaje de salida del estabilizador según el circuito que se muestra en la fig. 1, con un diodo zener D814B (Ust = 9 V), en comparación con un diodo zener KS139E similar (UCT = 3,9 V), depende mucho menos de la carga y cambia más "fríamente" al modo de protección cuando se sobrecarga. Es posible reducir e incluso eliminar por completo la sección de transición de la característica de carga del estabilizador al agregarle un transistor VT3 adicional, como se muestra en la Fig. 3.
En modo operativo, este transistor está saturado y prácticamente no tiene ningún efecto sobre el funcionamiento del estabilizador, solo empeora ligeramente la estabilidad de la temperatura del voltaje de salida. Cuando, como resultado de una sobrecarga, la corriente del diodo zener VD1 tiende a cero, el transistor VT3 pasa al estado activo y luego se cierra, creando las condiciones para un rápido encendido de la protección. No hay una sección de transición suave de la característica de carga en este caso (ver la curva 1 en la Fig. 2). Los diodos VD2 y VD3 en el modo operativo estabilizan el voltaje en función del transistor VT2, lo que mejora los parámetros principales del estabilizador. Sin embargo, sin un transistor VT3 adicional, esto afecta negativamente la protección, ya que debilita el componente positivo del sistema operativo. El cambio al modo de protección en este caso es muy demorado y ocurre solo después de que el voltaje en la carga cae a un valor cercano al soportado por los diodos VD2 y VD3 basados en el transistor VT2 (ver la curva 2 en la Fig. 2). Los estabilizadores considerados tienen una desventaja que es significativa para muchas aplicaciones: permanecen en un estado de protección después de que se haya eliminado la causa de la sobrecarga y, a menudo, no entran en modo operativo cuando se aplica la tensión de alimentación con la carga conectada. Hay varias formas de iniciarlos, por ejemplo, usando una resistencia adicional instalada en paralelo con la sección colector-emisor del transistor VT1, o (como se propone en [4]) "alimentando" la base del transistor VT2. El problema se resuelve mediante un compromiso entre la fiabilidad del arranque bajo carga y la magnitud de la corriente de cortocircuito, que no siempre es aceptable. Las variantes de unidades de lanzamiento consideradas en [5] y [6] son más eficientes, pero complican el estabilizador en su conjunto. En [7] se propuso una forma poco común, pero interesante, de sacar al estabilizador del modo de protección. Se basa en el hecho de que un generador de pulsos especialmente provisto abre periódicamente a la fuerza el transistor de regulación, transfiriendo el estabilizador al modo de operación durante algún tiempo. Si se elimina la causa de la sobrecarga, al final del siguiente pulso, la protección no volverá a funcionar y el estabilizador seguirá funcionando con normalidad. La potencia promedio disipada en el transistor de control durante la sobrecarga aumenta ligeramente. En la fig. 4 muestra un diagrama de una de las posibles opciones para un estabilizador que funciona según este principio. Se diferencia del descrito en [7] por la ausencia de un nodo separado: un generador de impulsos. Cuando se sobrecarga, el estabilizador entra en modo oscilatorio debido al OS positivo, que se cierra a través del condensador C1. La resistencia R3 limita la corriente de carga del capacitor y R4 sirve como carga del generador cuando se cierra una carga externa.
En ausencia de sobrecarga, después de aplicar la tensión de alimentación, el estabilizador arranca gracias a la resistencia R2. Dado que el condensador C1 está derivado por un diodo abierto VD2 y las resistencias R3-R5 conectadas en serie, las condiciones de autoexcitación no se cumplen y el dispositivo funciona de manera similar a la considerada anteriormente (ver Fig. 1). Durante la transición del estabilizador al modo de protección, el condensador C1 actúa como un refuerzo, acelerando el desarrollo del proceso. El circuito equivalente del estabilizador en modo de protección se muestra en la fig. 5.
Con una resistencia de carga Rn igual a cero, el terminal positivo del capacitor C1 está conectado a través de una resistencia R4 a un cable común (menos la fuente de voltaje de entrada). El voltaje al que se cargó el capacitor incluso en el modo de estabilización se aplica a la base del transistor VT2 en polaridad negativa y mantiene el transistor cerrado. El condensador se descarga por la corriente i1. corriente a través de las resistencias R3-R5 y un diodo abierto VD2. Cuando el voltaje en la base de VT1 excede -0,7 V, el diodo VD2 se cerrará, pero el capacitor continuará recargándose con la corriente i2 fluyendo a través de la resistencia R2. Al alcanzar un pequeño voltaje positivo en la base del transistor VT2, este último, y con él VT1, comenzarán a abrirse. Debido a la retroalimentación positiva a través del capacitor C1, ambos transistores se abrirán por completo y permanecerán en este estado durante algún tiempo hasta que el capacitor se cargue con la corriente i3 casi hasta el voltaje Uin, luego de lo cual los transistores se cerrarán y el ciclo se repetirá. Con el diagrama que se muestra en la Fig. 5 denominaciones de los elementos, la duración de los pulsos generados es unidades de milisegundos, el período de repetición es 100 ... 200 ms. La amplitud de los pulsos de corriente de salida en el modo de protección es aproximadamente igual a la corriente de operación de protección. El valor medio de la corriente de cortocircuito, medida con un miliamperímetro de aguja, es de aproximadamente 30 mA. Con un aumento en la resistencia de carga RH, llega un momento en que, con los transistores abiertos VT1 y VT2, el OS negativo "supera" al positivo y el generador se convierte nuevamente en un estabilizador de voltaje. El valor de RH, en el que cambia el régimen, depende principalmente de la resistencia de la resistencia R3. Si sus valores son demasiado pequeños (menos de 5 ohmios), la histéresis aparece en la característica de carga y, con resistencia cero R3, la estabilización de voltaje se restablece solo cuando la resistencia de carga es superior a 200 ohmios. Un aumento excesivo en la resistencia de la resistencia R3 conduce al hecho de que aparece una sección de transición en la característica de carga. La amplitud de los pulsos de polaridad negativa basados en el transistor VT2 alcanza los 10 V, lo que puede provocar una falla eléctrica en la sección base-emisor de este transistor. Sin embargo, la ruptura es reversible y su corriente está limitada por las resistencias R1 y R3. No interfiere con el funcionamiento del generador. Al elegir un transistor VT2, también es necesario tener en cuenta que el voltaje aplicado a su sección de base del colector alcanza la suma de los voltajes de entrada y salida del estabilizador. En los equipos en funcionamiento, la salida del regulador de voltaje generalmente está desviada por un capacitor (C2, que se muestra en la Fig. 4 con una línea discontinua). Su capacitancia no debe exceder los 200 microfaradios. La limitación se debe al hecho de que durante una sobrecarga que no se acompaña de un cierre completo de la salida, este capacitor ingresa al circuito de retroalimentación positiva del generador. En la práctica, esto se expresa en el hecho de que el generador "arranca" solo con una sobrecarga significativa y aparece una histéresis en la característica de carga. La resistencia de la resistencia R4 debe ser tal que la caída de voltaje a través de ella durante el pulso sea suficiente para abrir el transistor VT2 (-1 V) y garantizar las condiciones para la autogeneración con resistencia de carga cero. Desafortunadamente, en el modo de estabilización, esta resistencia solo reduce la eficiencia del dispositivo. Para un funcionamiento preciso de la protección, es necesario que, a cualquier corriente de carga admisible, la tensión de entrada mínima (teniendo en cuenta las ondulaciones) del estabilizador sea suficiente para su funcionamiento normal. Al verificar todos los estabilizadores discutidos anteriormente con un voltaje de salida nominal de 12 V, un puente rectificador de diodo de 14 V con un capacitor de 10000 microfaradios en la salida sirvió como fuente de energía. El voltaje de ondulación a la salida del rectificador, medido con un milivoltímetro VZ 38, no superó los 0,6 V. Si es necesario, la naturaleza de impulso de la protección se puede utilizar para indicar el estado del estabilizador, incluido el sonido. En este último caso, durante la sobrecarga, se escucharán clics con una tasa de repetición de pulso. En la fig. La Figura 6 muestra un diagrama de un estabilizador más complejo con protección contra impulsos, en gran parte desprovisto de las deficiencias discutidas en la primera parte del artículo (ver Figura 4). Su voltaje de salida es de 12 V, la resistencia de salida es de 0,08 ohmios, el factor de estabilización es de 250, la corriente máxima de funcionamiento es de 3 A, el umbral de protección es de 3,2 A, la corriente de carga promedio en modo de protección es de 60 mA. La presencia de un amplificador en el transistor VT2 permite, si es necesario, aumentar significativamente la corriente de funcionamiento al reemplazar el transistor VT1 por uno compuesto más potente.
El algoritmo de protección de este estabilizador difiere poco del descrito anteriormente. En modo de protección, los transistores VT2 y VT3 forman un generador de impulsos con un condensador de ajuste de frecuencia C1. El condensador C2 suprime la generación parásita de alta frecuencia. No existe una resistencia serial que degrade la eficiencia en el circuito de salida del estabilizador (similar a R4, ver Fig. 4), la carga del generador es la resistencia R1. El propósito de los diodos VD1, VD2 y el transistor VT4 es similar a los elementos VD2, VD3 y VT3 en el estabilizador de acuerdo con el circuito que se muestra en la fig. 3. El valor de la resistencia limitadora R4 puede estar en el rango de decenas de ohmios a 51 kOhm. La salida del estabilizador se puede derivar con un condensador de hasta 1000 μF, lo que, sin embargo, provoca la aparición de histéresis en la característica de carga: en un umbral de protección de 3,2 A, el valor medido de la corriente de retorno al modo de estabilización es de 1,9 A. Para una clara conmutación de modos, es necesario que con una disminución en la resistencia de carga, la corriente a través del diodo zener VD3 se detenga antes de que el transistor VT2 entre en saturación.Por lo tanto, el valor de la resistencia R1 se elige de tal manera que antes de que se dispare la protección, quede una tensión de al menos 2 ... 3 V entre el colector y el emisor de este transistor. Debe tenerse en cuenta que con una disminución significativa en la resistencia R2, la potencia disipada en el transistor VT1.2 aumenta significativamente. La presencia del condensador C1 teóricamente puede conducir a un aumento en la ondulación del voltaje de salida del estabilizador. Sin embargo, esto no se ha observado en la práctica. El voltaje estabilizado de salida es igual a la suma de las caídas de voltaje en los diodos VD1 y VD2, la sección del emisor base del transistor VT4 y el voltaje de estabilización del diodo zener VD3, menos la caída de voltaje en la sección del emisor base del transistor VT3, aproximadamente 1,4 V más que el voltaje de estabilización del diodo zener. La corriente de disparo de la protección se calcula mediante la fórmula
Gracias a un amplificador adicional en el transistor VT2, la corriente que fluye a través de la resistencia R3 es relativamente pequeña, incluso con corrientes de carga nominales significativas. Esto, por un lado, mejora la eficiencia del estabilizador, pero por otro lado, obliga al uso de un diodo zener capaz de operar a bajas corrientes como VD3. La corriente de estabilización mínima que se muestra en el diagrama (ver Fig. 6) del diodo zener KS211Zh es de 0,5 mA. Dicho estabilizador, además de su propósito directo, puede servir como limitador de descarga de la batería. Para ello, se configura el voltaje de salida de modo que cuando el voltaje de la batería sea inferior al permitido, la protección actuará, evitando que se descargue más. El valor de la resistencia R6 en este caso, es recomendable aumentar a 10 kOhm. Como resultado, la corriente consumida por el dispositivo en modo operativo disminuirá de 12 a 2,5 mA. Debe tenerse en cuenta que al borde de la operación de protección, esta corriente aumenta a aproximadamente 60 mA, pero con el inicio del generador de pulso, el valor promedio de la corriente de descarga de la batería cae a 4 ... 6 mA. De acuerdo con el principio considerado de protección contra impulsos, es posible construir no solo estabilizadores de voltaje, sino también "fusibles" electrónicos de autorreparación instalados entre la fuente de alimentación y la carga. A diferencia de los enlaces fusibles, tales fusibles se pueden usar repetidamente sin preocuparse por la recuperación después de que se haya eliminado la causa de la operación. El fusible electrónico debe resistir el cierre de carga total o parcial tanto a corto como a largo plazo. Esto último ocurre a menudo con cables de conexión largos, cuya resistencia es una parte importante de la carga útil. Este caso es el más difícil para el elemento de conmutación del fusible. En la fig. 7 muestra un esquema de un fusible electrónico autorreparable simple con protección contra impulsos. El principio de su funcionamiento está cerca del estabilizador de voltaje descrito anteriormente (ver Fig. 4), pero antes de que se active la protección, los transistores VT1 y VT2 están saturados y el voltaje de salida es casi igual al de entrada.
Si la corriente de carga ha excedido el valor permitido, el transistor VT1 sale de la saturación y el voltaje de salida comienza a disminuir. Su incremento a través del capacitor C1 ingresa a la base del transistor VT2, cerrando este último y con él VT1. El voltaje de salida disminuye aún más y, como resultado del proceso de avalancha, los transistores VT1 y VT2 están completamente cerrados. Luego de un tiempo, dependiendo de la constante de tiempo de los circuitos R1C1, estos se abrirán nuevamente, sin embargo, si la sobrecarga persiste, se cerrarán nuevamente. Este ciclo se repite hasta que se elimina la sobrecarga. La frecuencia de los pulsos generados es de aproximadamente 20 Hz cuando la carga es ligeramente superior a la admisible, y de 200 Hz cuando está completamente cerrado. El ciclo de trabajo de los pulsos en este último caso es mayor a 100. Cuando la resistencia de carga aumenta a un valor aceptable, el transistor VT1 entrará en saturación y se detendrá la generación de pulsos. La corriente de funcionamiento del "fusible" se puede determinar aproximadamente mediante la fórmula
El coeficiente de 0,25, seleccionado experimentalmente, tiene en cuenta que en el momento de la transición del transistor VT1 del modo de saturación al modo activo, su coeficiente de transferencia de corriente es mucho menor que el nominal. La corriente medida de la operación de protección a una tensión de entrada de 12 V es de 0,35 A, la amplitud de los pulsos de corriente de carga cuando está cerrada es de 1,3 A. No se detectó la histéresis (la diferencia entre las corrientes de la operación de protección y la restauración del modo de operación). Si es necesario, se pueden conectar condensadores de bloqueo con una capacidad total de no más de 200 microfaradios a la salida del "fusible", lo que aumentará la corriente de disparo a aproximadamente 0,5 A. Si es necesario limitar la amplitud de los pulsos de corriente de carga en el circuito emisor del transistor VT2, se debe incluir una resistencia de varias decenas de ohmios y se debe aumentar ligeramente el valor de la resistencia R3. Si la carga no está completamente cerrada, es posible que se produzca una avería eléctrica en la sección base-emisor del transistor VT2. Esto no afecta significativamente el funcionamiento del generador y no representa un peligro para el transistor, ya que la carga acumulada en el condensador C1 antes de la ruptura es relativamente pequeña. Las desventajas del "fusible" ensamblado de acuerdo con el esquema considerado (Fig. 7) son la baja eficiencia debido a la resistencia R3 conectada en serie en el circuito de carga y la corriente de base del transistor VT1, que es independiente de la carga. Esto último es típico de otros dispositivos similares [8]. Ambas razones que reducen la eficiencia se eliminan en un "fusible" más potente con una corriente de carga máxima de 5 A, cuyo circuito se muestra en la fig. 8. Su eficiencia supera el 90% en más de diez veces el cambio en la corriente de carga. La corriente consumida en ausencia de carga es inferior a 0,5 mA.
Para reducir la caída de tensión en el "fusible", se utiliza un transistor de germanio como VT4. Cuando la corriente de carga es menor que la permitida, este transistor está al borde de la saturación. Este estado está respaldado por un circuito de retroalimentación negativa que, cuando el transistor VT2 está abierto y saturado, está formado por los transistores VT1 y VT3. La caída de tensión en la sección colector-emisor del transistor VT4 no supera los 0,5 V con una corriente de carga de 1 A y los 0,6 V con 5 A. Cuando la corriente de carga es menor que la corriente de disparo de la protección, el transistor VT3 está en modo activo y la tensión entre su colector y emisor es suficiente para abrir el transistor VT6, lo que asegura el estado saturado del transistor VT2 y, en última instancia, el estado conductivo de la llave VT4. Con un aumento en la corriente de carga, la corriente base VT3 bajo la influencia de un OS negativo aumenta, y el voltaje en su colector disminuye hasta que se cierra el transistor VT6. En este momento, la protección se activa. La corriente de disparo se puede estimar mediante la fórmula
donde Req es la resistencia total de las resistencias R4, R6 y R8 conectadas en paralelo. El coeficiente 0,5, como en el caso anterior, es experimental. Cuando la carga está cerrada, la amplitud de los pulsos de corriente de salida es aproximadamente el doble de la corriente de la operación de protección. Debido a la acción del OS positivo, que se cierra a través del condensador C2, el transistor VT6 y, con él, VT2-VT4, se cierran por completo, se abre VT5. Los transistores permanecen en los estados indicados hasta que la corriente que fluye a través de la sección base-emisor del transistor VT2 y las resistencias R5, R7, R9, R11 completa la carga del capacitor C12. Dado que R12 tiene el valor más grande de las resistencias enumeradas, determina el período de repetición de los pulsos generados, aproximadamente 2,5 s. Una vez completada la carga del condensador C2, el transistor VT5 se cerrará, VT6 y VT2-VT4 se abrirán. El condensador C2 se descarga en aproximadamente 0,06 s a través del transistor VT6, el diodo VD1 y la resistencia R11. Con una carga cerrada, la corriente del colector del transistor VT4 en este momento alcanza los 8 ... 10 A. Luego, el ciclo se repetirá. Sin embargo, durante el primer pulso después de eliminar la sobrecarga, el transistor VT3 no entrará en saturación y el "fusible" volverá al modo operativo. Curiosamente, durante el pulso, el transistor VT6 no se abre por completo. Esto se evita mediante el bucle OS negativo formado por los transistores VT2, VT3, VT6. Con el valor de la resistencia R8 (9 kOhm) indicado en el diagrama (Fig. 51), el voltaje en el colector del transistor VT6 no cae por debajo de 0,3 Uin. La carga más desfavorable para el "fusible" es una potente lámpara incandescente, en la que la resistencia de un filamento frío es varias veces menor que la de uno calentado. Una prueba realizada con una lámpara de automóvil de 12 V 32 + 6 W mostró que 0,06 s para el calentamiento es suficiente y el "fusible" después de encenderlo ingresa de manera confiable al modo de funcionamiento. Pero para lámparas más inerciales, la duración y el período de repetición de los pulsos pueden tener que aumentarse instalando un condensador C2 más grande (pero no de óxido). El ciclo de trabajo de los pulsos generados como resultado de dicho reemplazo seguirá siendo el mismo. Igual a 40, no fue elegido por casualidad. En este caso, tanto a la corriente de carga máxima (5 A) como cuando la salida del "fusible" está cerrada, se disipa aproximadamente la misma potencia segura en el transistor VT4. El transistor GT806A se puede sustituir por otro de la misma serie o por uno potente de germanio, por ejemplo, P210 con cualquier índice de letras. Si no hay transistores de germanio o es necesario trabajar a temperaturas elevadas, también se pueden usar transistores de silicio con h21e> 40, por ejemplo, KT818 o KT8101 con cualquier índice de letras, aumentando el valor de la resistencia R5 a 10 kOhm. Después de dicho reemplazo, el voltaje medido entre el colector y el emisor del transistor VT4 no superó los 0,8 V con una corriente de carga de 5 A. Al hacer un "fusible", el transistor VT4 debe instalarse en un disipador de calor, por ejemplo, una placa de aluminio con dimensiones de 80x50x5 mm. También se necesita un disipador de calor con un área de 1,5 ... 2 cm2 para el transistor VT3. Encienda el dispositivo por primera vez sin carga y, en primer lugar, verifique el voltaje entre el colector y el emisor del transistor VT4, que debe ser de aproximadamente 0,5 V. Luego, conecte una resistencia variable de cable con una resistencia de 10 ... 20 Ohm y una potencia de 100 W a la salida a través de un amperímetro. Disminuyendo gradualmente su resistencia, ponga el dispositivo en modo de protección. Con un osciloscopio, asegúrese de que el cambio de modo se produzca sin transitorios prolongados y que los parámetros de los pulsos generados correspondan a los indicados anteriormente. El valor exacto de la corriente de operación de protección se puede establecer mediante una selección de resistencias R4, R6, R8 (es deseable que sus valores nominales sigan siendo los mismos). Con un circuito de carga prolongado, la temperatura de la carcasa del transistor VT4 no debe exceder el valor permitido. Literatura
Autor: A. Moskvin, Ekaterimburgo
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Comentarios sobre el artículo: Gennady Muchas gracias por el artículo y ATENCIÓN a la persona!!!
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