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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Mejora de las características técnicas de los receptores de radio. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / recepción de radio Usando filtros de cuarzo VHF, diodos Schottky y transistores de RF de alta potencia, es posible mejorar significativamente los parámetros del receptor, como la linealidad y la selectividad de la imagen. Se describen ocho formas de mejorar los receptores de radio, incluida la elección de una frecuencia intermedia alta, el uso de AGC y ganancia separados, el uso de convertidores de frecuencia push-pull, el uso de etapas para convertidores de frecuencia doblemente balanceados con diodos Schottky y la distribución óptima de AGC en las etapas del receptor. A pesar de que las radios comenzaron a desarrollarse en los albores de la tecnología electrónica, todavía hay formas de mejorarlas aún más. Los nuevos componentes, como filtros de cristal de longitud de onda métrica, diodos pin y transistores de alta frecuencia y alta potencia, permiten romper con algunos conceptos establecidos y desarrollar receptores con menos distorsión, mejor selectividad de imagen y alta linealidad. Se pueden obtener beneficios particularmente tangibles en el rango de 2-30 MHz, sin embargo, muchos de los métodos propuestos son aplicables a receptores que funcionan en otras frecuencias. El primer paso para diseñar un receptor es elaborar un diagrama de bloques, en el que se anotan las cifras de ruido y las pérdidas esperadas para cada bloque (las pérdidas también son fuentes de ruido adicional). Esto hace posible calcular la figura de ruido de todo el receptor. Por ejemplo, en el diagrama de bloques del receptor que se muestra en la Fig. 1, la cifra de ruido, determinada sumando el ruido y la pérdida, es de 8 dB.
El factor de ruido de todo el receptor se determina sumando el factor de ruido, la ganancia y la pérdida (en decibelios) de las etapas individuales. Para obtener un amplio rango dinámico, la ganancia debe estar en el valor mínimo necesario para compensar las pérdidas. Cada etapa debe optimizarse en términos de rango dinámico y figura de ruido. El rango dinámico máximo se obtiene si las ganancias de las etapas de RF y FI tienen el valor mínimo necesario para compensar las pérdidas. Como puede verse en el diagrama de bloques, las pérdidas de 0,5 dB en el circuito de entrada y el atenuador AGC, 6,5 dB en el convertidor de frecuencia y 4,5 dB en el filtro de FI se compensan con una ganancia de unos 11 dB en el amplificador de RF. Cabe señalar que el segundo convertidor de frecuencia es el más sensible a las sobrecargas, ya que el ancho de banda mínimo del filtro de cristal es de ±3,5 kHz, por lo que en esta etapa las tensiones más altas se concentran en una banda de frecuencia estrecha. Después de seleccionar los parámetros principales del diagrama de bloques, el desarrollador puede proceder al diseño de cascadas individuales. Es en esta etapa cuando se pueden obtener los beneficios de los nuevos componentes. Considere la secuencia de formas de mejorar el receptor. 1. Para obtener una mejor selectividad sobre el canal de la imagen, la frecuencia intermedia debe ser mayor que el rango de frecuencia recibido En el pasado, en los receptores de doble o triple conversión, cada una de las dos o tres frecuencias intermedias, respectivamente, estaba por debajo de las frecuencias de la banda recibida, y la selectividad del receptor estaba determinada principalmente por los circuitos que operaban en la frecuencia intermedia más baja (a menudo 455 kHz). . Esto se explica por el hecho de que los componentes disponibles en ese momento podían proporcionar la selectividad requerida solo a frecuencias intermedias bajas. Sin embargo, a una primera frecuencia intermedia baja, el problema de atenuar el ruido del canal de imagen se vuelve más difícil. Las frecuencias de ruido que actúan en la entrada, después del convertidor, al que se aplica la tensión del oscilador local, pueden caer en la banda de paso de la FI. En el caso de una FI de 1 MHz, la atenuación de la interferencia del canal imagen, aunque es de 80 dB en la frecuencia de recepción más baja (2 MHz), desciende a 30 dB a 30 MHz. Por ejemplo, en el caso de recibir una señal con una frecuencia de 30 MHz, la interferencia en el canal de la imagen tiene una frecuencia de 32 MHz, que está cerca de la frecuencia de la señal recibida y no puede ser suficientemente atenuada por el filtro de entrada. Al mismo tiempo, cuando se recibe a una frecuencia de 2 MHz, la frecuencia de interferencia de 4 MHz es el doble de alta que la frecuencia de entrada, lo que proporciona una buena selectividad sobre el canal de imagen. Para atenuar las interferencias en el canal de imagen, que tienen frecuencias cercanas a las recibidas, los desarrolladores intentaron utilizar filtros pasabanda de rastreo en los preselectores, lo que aumentaba el costo del receptor. El oscilador local debe estar sintonizado en un rango de ancho igual al rango de frecuencia de las señales de entrada. Entonces, en un receptor con un rango de 2-30 MHz, la relación de cobertura del oscilador local debería ser 1:15. Esta relación de superposición puede requerir arreglos mecánicos complejos para hacer coincidir con precisión la entrada y la configuración del circuito del oscilador local. Utilizando los filtros de cuarzo actualmente disponibles en el rango de ondas métricas (30 - 120 MHz) en las cascadas de FI, se pueden resolver los problemas anteriores. Seleccionando una frecuencia intermedia por encima de las frecuencias del rango operativo, es posible utilizar un filtro de paso bajo elíptico con una frecuencia de corte de, por ejemplo, 2 MHz en un receptor con un rango de 30-31 MHz. En este caso, la interferencia con frecuencias por encima del rango operativo se atenúa en 80 dB y la selectividad sobre el canal de la imagen no depende de la frecuencia de las señales recibidas. El mismo filtro proporcionará atenuación de la radiación del oscilador local, lo que le permite colocar varios receptores a una distancia cercana entre sí. Cuando la frecuencia intermedia es, por ejemplo, 40 MHz, el oscilador local debe cubrir el rango de 42-70 MHz (en un receptor con un rango de 2-30 MHz); por lo tanto, la relación de superposición es inferior a 1:2. Esto simplifica enormemente el diseño del oscilador local y reduce la probabilidad de que la interacción de los armónicos del oscilador local con las señales de entrada en el convertidor de frecuencia provoque la formación de interferencias que caigan en el ancho de banda del receptor. 2. El uso de etapas separadas para AGC y para amplificación para reducir la distorsión. En el pasado, se usaban tubos de vacío tanto para amplificación como para AGC. Sin embargo, debido a la no linealidad de las características de la lámpara, se produjo una distorsión de intermodulación cuando se aplicó el voltaje AGC. Lo mismo ocurre cuando se utilizan transistores bipolares y de efecto de campo. Si la amplificación y el AGC se realizan en etapas separadas, es posible proporcionar el modo óptimo para cada una de ellas. Entonces, por ejemplo, para AGC, puede usar un atenuador en diodos pin. conectado entre el filtro de paso bajo de entrada y el amplificador de RF, como se muestra en la Fig.1. El atenuador de diodo debe tener impedancias de entrada y salida constantes; de lo contrario, cualquier cambio en la impedancia de carga cambiará las características del filtro, y un cambio en la impedancia de la fuente que impulsa al amplificador cambiará el ruido y la distorsión. En la fig. 2 muestra el atenuador, que es un puente en T doble convencional en diodos pin. Las impedancias de entrada y salida de dicho atenuador se mantienen constantes. Para este propósito, se utiliza un amplificador diferencial, que proporciona una redistribución adecuada de las corrientes en las salidas del atenuador (la suma de las corrientes del colector debe permanecer sin cambios).
3. El uso de amplificadores de RF push-pull en transistores potentes con retroalimentación profunda para reducir la distorsión En la mayoría de los receptores más antiguos, solo unos pocos tubos se consideraban suficientemente lineales para su uso en amplificadores de entrada de modo Clase A. Los diseñadores utilizaron las propiedades de estos tubos para lograr una baja distorsión de intermodulación. Actualmente se están produciendo transistores lineales de alta frecuencia de alta potencia que, al operar en modos de alta CC con una fuerte retroalimentación de corriente y voltaje (que rara vez se usa en la práctica), pueden proporcionar una linealidad incluso mejor que las lámparas. En la fig. 3 muestra un diagrama de dicho amplificador, ensamblado en potentes transistores lineales del rango de onda del decímetro.
Un amplificador push-pull atenúa los productos de no linealidad de segundo orden en 40 dB en relación con uno de un solo extremo. La ganancia depende de la profundidad de la retroalimentación y en la variante de la Fig. 3 es igual a 11dB. La introducción de retroalimentación reduce la ganancia en 40 dB mientras expande el rango dinámico. El amplificador utiliza tres tipos de retroalimentación: la retroalimentación de corriente la proporciona una resistencia de emisor de 6,8 ohmios sin condensador de derivación; una resistencia de 330 ohm conectada entre el colector y la base sin capacitor de derivación proporciona retroalimentación de voltaje. Dado que estas retroalimentaciones cambian las impedancias de entrada y salida, también se introduce una retroalimentacion del transformador, por lo que las impedancias de salida y entrada son iguales a 50 ohmios. Al mismo tiempo, el a.s.v.s. amplificador no exceda 1,2 en el rango de frecuencia de 100 kHz a casi 200 MHz. Las ventajas de este nuevo tipo de amplificador de RF se ilustran mejor con su característica que se muestra en la Fig. 3. Con una potencia de entrada de -27 dBm (dos señales sinusoidales con amplitudes de 20 mV cada una), la ganancia es de 12 dB. Con una señal de entrada de este tipo, el nivel de los productos de intermodulación de segundo orden (f1±f2) en una cascada de un solo ciclo no supera los -65 dB, y los productos de tercer orden (f1±2f2) -100 dB. En el amplificador push-pull, los productos no lineales de segundo orden se reducen aún más a -105 dB. El nivel de producto de no linealidad de tercer orden alcanza el nivel de salida deseado a una potencia de entrada de +22 dBm. 4. Aplicación de convertidores de frecuencia doblemente balanceados con diodos Schottky Las ventajas de los convertidores push-pull sobre los convertidores de un solo ciclo son conocidas (alta sensibilidad, baja distorsión), pero el alto costo impide su amplia distribución. Actualmente, los diodos de conversión de bajo ruido en portadores calientes (diodos Schottky) se producen a un precio asequible. Cabe señalar que actualmente también se están produciendo convertidores de doble balance basados en transistores de efecto de campo. Dichos convertidores proporcionan una buena supresión de los productos de no linealidad de tercer orden, pero debido a la mala coincidencia de los transistores de efecto de campo, la atenuación de los productos de no linealidad de segundo orden en ellos es 20-30 dB peor que en los diodos Schottky. Además, los FET limitan las señales a niveles más bajos que los diodos Schottky. La principal ventaja de los mezcladores de diodos Schottky es que permiten una mejor combinación en comparación con los diodos de silicio o germanio convencionales. Dichos mezcladores pueden operar a un voltaje más alto del oscilador local. El ruido del diodo Schottky carece del componente 1/f2 que evita que los diodos de silicio se utilicen a bajas frecuencias. Para optimizar las características del convertidor de frecuencia, los circuitos que se muestran en la fig. 4, a y b. A veces, el convertidor contiene hasta 64 diodos (16 en cada sección). El segundo convertidor en aplicación según el diagrama de bloques de la fig. 1 maneja señales más grandes que la primera, por lo que debería tener un rango dinámico más amplio. En el convertidor según el esquema de la fig. 4, y esto se logra incluyendo resistencias en serie y utilizando un circuito push-pull.
Cabe señalar que las resistencias en serie aumentan las pérdidas del mezclador de 6,5 a 8 dB. En el convertidor según el esquema de la fig. 4b, se usa un transformador híbrido para suprimir la interferencia del canal lateral. 5. Uso de filtros de cuarzo con bajas pérdidas para obtener alta selectividad en las cascadas de primera frecuencia intermedia (ondas métricas) y atenuación efectiva de interferencias en el canal de imagen. Hasta hace poco, era imposible producir en masa filtros de cuarzo con alta selectividad y baja pérdida de inserción. En la fig. 5a muestra la respuesta de frecuencia típica de los filtros de cuarzo modernos. Dado que la atenuación de la interferencia del canal de imagen entre la primera y la segunda frecuencia intermedia está determinada por la pendiente de la respuesta de frecuencia del filtro, la selectividad del canal de imagen puede ser tan alta como 80 dB. El precio de uno de estos filtros fue recientemente de $ 400, y ahora en la producción en serie ha bajado a $ 50. Los filtros mecánicos de estilo antiguo (con un convertidor magnetoestrictivo) introdujeron una fuerte distorsión de intermodulación debido a la no linealidad del convertidor. En los filtros mecánicos modernos, se utilizan transductores piezoeléctricos para reducir la no linealidad. Pueden ocurrir efectos similares en los filtros de cuarzo si el núcleo ferromagnético del transformador de entrada se satura a niveles de señal bajos. Para reducir la no linealidad, puede aplicar el esquema de la Fig. 5B. Las pruebas se realizan con dos señales de 1 V de amplitud aplicadas a la entrada del filtro de 50 ohmios; mientras que el nivel de la señal espuria no debe exceder los -80 dB.
6. La conversión de doble frecuencia, junto con los filtros de paso bajo no sintonizables, le permite ajustar el ancho de banda sin cambiar la pendiente de la respuesta de frecuencia. Obtener una respuesta de frecuencia rectangular de la FI con el uso de filtros de paso de banda estrecho siempre ha sido un problema serio. El nuevo esquema de espectro de entrada de doble inversión puede aplicar filtros de paso bajo, mientras que la pendiente de la respuesta de frecuencia de la FI es independiente del ancho de banda. Una ventaja adicional de los filtros de paso bajo es que el tiempo de estabilización es la mitad que el de los filtros de paso de banda. Esto elimina fluctuaciones no deseadas en los filtros en el caso de señales pulsadas. La esencia del método se ilustra en el diagrama (Fig. 6).
La selectividad del receptor está determinada principalmente por el camino de la segunda frecuencia intermedia 525 kHz. El ancho de banda de la segunda frecuencia intermedia y, por lo tanto, el ancho de banda del receptor en su conjunto, se puede configurar entre 150 Hz y 12 kHz. En este caso, la elección del ancho de banda no se realiza reemplazando el filtro, sino ajustando el desplazamiento de frecuencia entre los dos osciladores locales. Una señal de 525 kHz con un ancho de banda máximo de, digamos, ±6 kHz (510-531 kHz) ingresa al convertidor de frecuencia inicialmente a 467 kHz LO, lo que da como resultado una señal que abarca 52 (525-6-467) a 64 kHz (525+ 6-467). La señal resultante se alimenta a un filtro de cuarzo de paso bajo cuya respuesta de frecuencia tiene una caída pronunciada a 64 kHz (esta caída forma uno de los límites de la respuesta de frecuencia de la FI). El filtro especificado con una frecuencia de corte fija se ajusta solo una vez. Luego, el espectro de la señal con un ancho de banda de 52-64 kHz se transfiere nuevamente a la frecuencia central de 525 kHz y nuevamente se alimenta al convertidor con una frecuencia de oscilador local de 583 kHz. En este caso, la señal vuelve al rango de 52-64 kHz, pero con un espectro invertido (los componentes del espectro que antes estaban en el límite de ancho de banda de 64 kHz ahora están 12 kHz por debajo de este límite). Un filtro con una frecuencia de corte de 64 kHz suprime los componentes de la señal que se encontraban en el límite de 52 kHz durante la primera conversión. La señal así obtenida, filtrada con alta selectividad, se transfiere de nuevo por el espectro a una frecuencia de 525 kHz y se detecta. Cabe señalar que los bordes de la respuesta de frecuencia de la FI se mantienen sin cambios y el ancho de banda se reduce ajustando el cambio de frecuencia entre los dos osciladores locales. Entonces, por ejemplo, con un ancho de banda de 2 kHz, los osciladores locales se sintonizan en frecuencias de 462 kHz (525 + 1-64) y 588 (525-1 + 64). Debido al hecho de que los bordes de la banda están formados por el filtro de paso bajo, la respuesta de frecuencia es casi rectangular incluso con un ancho de banda de 150 Hz. El método descrito asegura la simetría de las características de respuesta de fase o retardo de grupo con respecto a la frecuencia central. Los filtros de cristal o mecánicos comúnmente utilizados en FI son filtros Chebyshev con una respuesta de fase no lineal. Al mismo tiempo, los filtros de paso bajo del tipo Bessel pueden proporcionar la linealidad requerida. 7. Entre los factores que degradan el rango dinámico del receptor, es necesario tener en cuenta las bandas laterales de ruido del oscilador local Las bandas laterales de ruido del espectro LO pueden degradar significativamente el rango dinámico del receptor debido a un efecto llamado bloqueo. El ruido LO puede interferir con señales de entrada intensas cercanas en frecuencia a la señal recibida, lo que genera ruido en la banda de paso de FI que interfiere con la señal deseada, lo que reduce la relación señal-ruido. Se puede producir una fuerte distorsión de bloqueo a niveles de señal muy por debajo del umbral de compresión de 3dB (otro parámetro de rango dinámico). El umbral de compresión de 3 dB corresponde a la aparición de modulación cruzada perceptible y generalmente ocurre en amplitudes de señal más altas que el efecto de bloqueo. De la fig. En la Figura 7, a modo de ejemplo, se puede observar que con una densidad espectral de ruido de banda lateral de 145 dB/Hz (desplazamiento de 20 kHz de la frecuencia central LO) y una figura de ruido del receptor de 10 dB, se produce un bloqueo del receptor de 3 dB. a un voltaje de entrada de alrededor de 50 mV, mientras que el umbral de compresión de 3 dB corresponde a una amplitud de señal de alrededor de 1 V.
Cuando se utiliza un sintetizador de frecuencia como oscilador local, también es necesario eliminar las señales espurias, ya que, al igual que las bandas laterales de ruido, pueden degradar el rendimiento del receptor. 8. Distribución adecuada de AGC a través de las etapas del receptor para obtener el rango dinámico máximo El rango dinámico del receptor depende del nivel de señal más bajo al que se aplica el voltaje AGC al atenuador de RF. Hasta que el nivel de la señal en la antena alcance un valor correspondiente a la relación señal/ruido de 48 dB, el AGC debe operar solo en la FI (Fig. 8).
Después de eso, el atenuador AGC debería entrar en acción, lo que protege al segundo convertidor de la sobrecarga. Si el atenuador del AGC comienza a funcionar con señales más pequeñas, no solo disminuirá la relación señal-ruido, sino que la estabilidad del AGC podría deteriorarse. El circuito AGC debe analizarse cuidadosamente como un sistema de circuito cerrado, por ejemplo, utilizando una hodógrafa de Nyquist, para optimizar sus parámetros. Literatura
Publicación: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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