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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Superprueba del receptor de radio. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / recepción de radio El receptor le permite recibir señales de estaciones de radioaficionados que operan en CW y SSB en las bandas 1,8; 3,5; 7; 10; 14; 18; 21; 24 y 28MHz. características técnicas
La alimentación se puede suministrar desde una red de 220 V CA o desde una fuente de 12...24 V CC. El circuito receptor se muestra en la Fig. 1. Es un superheterodino con una conversión de frecuencia. La señal de RF a través de la toma de antena XW1 y el condensador C1 se suministra a través del interruptor SA1.1 a parte de la bobina L1, que, junto con el condensador variable C3, forma el circuito de entrada. El cambio de receptor de banda a banda se realiza cerrando la parte correspondiente de las espiras de la bobina con el apartado de conmutación de banda SA1.2. La sección del interruptor SA1.1 en cualquiera de las bandas conecta solo una parte de las vueltas (aproximadamente la mitad) de la bobina del circuito de entrada a la antena, asegurando así una coincidencia aceptable con la antena.
En el rango de 1,8 MHz, el condensador C3 está conectado en paralelo con el KPI C2, lo que permite sintonizar este rango de frecuencia y al mismo tiempo reducir el coeficiente de superposición de frecuencia. La señal de RF del circuito de entrada a través de C4 se suministra a las primeras puertas de los transistores de efecto de campo VT1 y VT2, en las que está instalado un mezclador balanceado conmutable. El coeficiente de transmisión de esta etapa receptora es de aproximadamente 8. Las segundas puertas de los transistores a través del transformador T1 en antifase reciben una señal del GPA (generador de rango suave), realizado en el transistor VT9 según el circuito Vakar. El generador según este esquema tiene una mayor estabilidad de frecuencia. El interruptor SA1.3 conecta varios condensadores en los rangos correspondientes al circuito VFO, asegurando la generación de las frecuencias requeridas con la superposición de frecuencia necesaria. La tensión de alimentación del GPA está estabilizada mediante un estabilizador paramétrico VD15R45. El amplificador de señal GPA está montado sobre el transistor VT10. A su salida se conecta un filtro de paso bajo elíptico de séptimo orden con una frecuencia de corte de 12,65 MHz. En las bandas de 10, 21, 24 y 28 MHz, el VFO produce la mitad de la frecuencia necesaria para obtener la FI deseada (5,5 MHz). La duplicación necesaria se produce en el mezclador (VT1, VT2) al cambiar los contactos del relé K1.1 a la posición izquierda (según el diagrama). El segundo grupo de contactos de relé K1.2 proporciona la conexión de la resistencia R2 en paralelo con R3 para garantizar el mejor modo de conversión en los rangos especificados. La sección de interruptor SA1 controla la activación del relé K1.4. En otros rangos, no se produce la duplicación de la frecuencia VFO en el mezclador. En los rangos de 21, 24 y 28 MHz, solo la mitad del devanado de entrada del transformador T2 se enciende en la salida del mezclador, lo que aumenta la relación de transformación en estos rangos. Como resultado, también aumenta la sensibilidad del receptor. El devanado de salida del transformador T2 y los condensadores C8, C9 forman un circuito IF sintonizado a una frecuencia de 5,5 MHz. La señal extraída de este circuito se amplifica mediante la primera etapa IF, que se realiza en un transistor de efecto de campo VT3. El voltaje AGC se suministra a la segunda puerta de este transistor a través de la resistencia R9. El circuito de drenaje incluye el circuito IF. La selección principal se realiza mediante un filtro de cuarzo tipo escalera de ocho cristales (ZQ1-ZQ8). El ancho de banda del filtro en modo SSB es de 2,4 kHz (Fig. 2).
Cuando los contactos de relé K2.1 y K2.2 están cerrados, la banda se estrecha a 1 kHz (modo CW - Fig. 3).
La señal IF filtrada es amplificada por la segunda etapa IF (transistor VT4). La segunda puerta de este transistor también está conectada a los circuitos AGC a través de la resistencia R15. Desde la salida VT4, la señal IF a través de una cascada de inversión de fase en el transistor VT5 se suministra al mezclador balanceado en anillo VD1-VD4 (detector de señal SSB). Al otro brazo del mezclador se suministra una señal con una frecuencia de 5,5 MHz, generada por un oscilador local de cuarzo en el transistor VT11. Usando la resistencia de recorte R20 puede ajustar el coeficiente de transmisión de la cascada en el transistor VT5. El transistor VT12 se utiliza como emisor seguidor de la señal del oscilador local de cuarzo. Desde la salida del mezclador balanceado en anillo, la señal de audiofrecuencia a través del filtro RC C39R24C40 va al preamplificador de baja frecuencia, fabricado en el chip DA1, y desde allí a través de la resistencia de control de volumen R31 al ULF final (transistores VT6 , VT7, VT8). El interruptor SA2 se puede utilizar para desactivar el cabezal dinámico BA1. El conector XS1 está diseñado para conectar auriculares. Desde la salida del microcircuito DA1, la señal de baja frecuencia también va al rectificador de señal AGC, ensamblado en diodos VD7 y VD8. El tiempo de respuesta del sistema AGC está determinado por la capacitancia del condensador C94. El transistor VT13 se utiliza como amplificador de señal AGC. El circuito emisor de este transistor incluye un microamperímetro PA1 con una corriente de desviación total de 100 μA (metro S). La resistencia R58 sirve para limitar el voltaje máximo suministrado a las segundas puertas de los transistores VT3, VT4 (no debe ser más de 5 V). La resistencia variable R59 se utiliza para ajustar manualmente la ganancia de FI. El umbral de respuesta del AGC se selecciona utilizando la resistencia R64. El circuito aplicado le permite leer las lecturas del medidor S independientemente de la posición del control deslizante de la resistencia R31 o la posición del interruptor SA2. Además, cuando se reduce la ganancia IF, las lecturas del medidor S disminuyen, lo que corresponde a la lógica, a diferencia del circuito AGC utilizado en el receptor de radio "TURBO-TEST". La fuente de alimentación del receptor consta de un transformador TZ, un puente rectificador VD11 y un estabilizador de voltaje de +12 V en el amplificador operacional DA2 y los transistores VT14, VT15. El colector del transistor VT15 está conectado al cuerpo del dispositivo, lo que permitió no solo prescindir de un disipador de calor adicional, sino también utilizar el voltaje negativo (presente en el emisor del VT15 en relación con el cuerpo) para bloquear las cascadas inactivas del decodificador de transmisión en modo de recepción. El colector del transistor VT8 también está conectado a la carcasa y el transistor VT7 tiene contacto térmico con el chasis del receptor a través de un espaciador de mica. Esto permitió evitar el uso de disipadores de calor separados. Las frecuencias generadas por el receptor GPA se muestran en la tabla. 1, y los datos de devanado de circuitos y transformadores se encuentran en la tabla. 2. El transformador T1 se enrolla en tres y el T2 en cuatro cables trenzados entre sí (el paso de torsión es de 3 mm). El bobinado se realiza vuelta a vuelta.
El diseño de las bobinas L1, L7 y sus datos de devanado son los mismos que en el receptor "TURBO-TEST" [1, 2]. El cuerpo del receptor, esquema de la placa de circuito impreso, vernier, GPA y capacitores del circuito de entrada, así como así como el transformador de potencia son los mismos que y en el receptor "TURBO-TEST". Las bobinas de filtro IF y elípticas están encerradas en protectores de aluminio. Los marcos de las bobinas L1 y L7 son cerámicos, el resto de bobinas son de poliestireno. En la figura 1 se muestra un esquema de la bobina L4. 1. Devanado seccional. Las secciones están separadas por mejillas getinax de 7 mm de espesor. Se colocan firmemente en el marco y se pegan con pegamento Moment. La longitud del marco de la bobina L46 es de XNUMX mm.
El receptor utiliza resistencias MLT, SPZ-9a, SPZ-386. Condensadores: KT-1, KD-1, KM, KLS, K50-6, K53-1. Para sintonizar la frecuencia del receptor se utilizó el llamado KPI diferencial (“mariposa”) YaD4.652.007 de la estación de radio R-821 (822). Para aumentar la capacidad máxima, sus estatores están conectados entre sí y los rotores están conectados a un cable común. Debido a la dependencia de la capacitancia del ángulo de rotación del rotor, estos capacitores son capacitivos directos, por lo tanto, sin ningún truco especial, fue posible obtener un tramo de escala bastante grande en las secciones del telégrafo. Relés K1 y K2 - RES60 en versión RS4.569.437 (corriente de funcionamiento - 12,4 mA y resistencia del devanado - 675...E25 Ohm). Interruptor SA1 - ga-fly PGZ-11P4N. La tira SA1.4 está ubicada entre la tira SA1.3 (ubicada más cerca de la placa de circuito impreso) y las tiras SA1.1, SA1.2 (ubicadas más cerca del panel frontal del receptor); SA2 - interruptor de micropalanca MT-1; SA3 - pulsador P2K con bloqueo en la posición presionada; SA4 - interruptor de micropalanca MT-3. El cabezal de medición PA1 es un microamperímetro M476/3 con una corriente de desviación total de la aguja de 100 μA (de la grabadora Romantic-3). El filtro de cuarzo y el oscilador de cuarzo utilizan resonadores de cuarzo del conjunto “Resonadores de cuarzo para radioaficionados” nº 1 (pasaporte IG2.940.006 PS), fabricados por la planta de fabricación de instrumentos de Omsk que lleva su nombre. Kozitsky. Transformador de red TZ - TVK de un televisor de tubo blanco y negro. Para aumentar la fiabilidad, es aconsejable modificarlo, como se describe en [3] (desmontar las placas del circuito magnético y montarlas superpuestas, eliminando así el espacio entre las placas). Antes de la instalación en el receptor, el transformador debe colocarse en una pantalla en forma de caja de acero dulce con un espesor de 0,5...0,8 mm. La mayoría de las piezas del receptor están montadas en una placa de circuito impreso hecha de un laminado de fibra de vidrio de 1,5 mm de espesor. La bobina L1 está instalada en el panel frontal, la bobina L7 está instalada en la placa de circuito impreso, los ejes de sus proyecciones se cruzan en un ángulo de 90°. El VPA está separado del oscilador de referencia y del resto de etapas del receptor por una pantalla: una partición de 46 mm de altura, doblada de chapa de latón de 1 mm de espesor. El filtro de cuarzo también está separado por una mampara de latón similar. Las cribas de las bobinas L8, L9, L10 forman una especie de criba para el mezclador VT1, VT2, separándolo del resto de etapas. La configuración del receptor comienza verificando que no haya cortocircuito en los circuitos de alimentación. Luego, ajustando la resistencia R68, el voltaje de suministro en la salida del estabilizador (en el cátodo del diodo VD9 con respecto al cuerpo) se establece en +12 V. A continuación, los modos de CC de los transistores VT1-VT4 se configuran mediante seleccionar resistencias en los circuitos de puerta (R1, R7, R13) de modo que en sus fuentes se haya establecido un voltaje constante de aproximadamente +0,9 V. El modo del transistor VT10 se selecciona mediante la resistencia R43. Esta operación debe realizarse con la antena apagada, el conmutador de banda en la posición “14 MHz” y los deslizadores de resistencia R31 y R59 en las posiciones correspondientes a la ganancia máxima. La resistencia R58 se selecciona para obtener la máxima ganancia con una señal no distorsionada en las etapas IF, mientras que el voltaje constante en el colector del transistor VT13 debe estar dentro de +3...5 V. En cualquier caso, no debe exceder +5 V. La configuración del ULF final consiste en seleccionar la resistencia R33 para establecer la corriente de reposo de los transistores de salida VT7, VT8 igual a 9 mA, y seleccionar R35 para establecer el voltaje de suministro de estos transistores igual a la mitad del voltaje de suministro. Al seleccionar la resistencia R27, el voltaje de suministro en el pin 5 del chip DA1 se iguala a la mitad del voltaje de suministro. Al seleccionar la resistencia R29, puede cambiar la ganancia de la cascada en una dirección u otra (en este caso, su respuesta de frecuencia cambia ligeramente). El filtro de cuarzo se ajusta seleccionando condensadores según el método descrito en [4]. Cuando los contactos del relé K2 están cerrados, el ancho de banda debería reducirse a 1 kHz. Si el ancho de banda difiere del especificado, se deben seleccionar los condensadores C16, C18. Las frecuencias GPA se establecen de acuerdo con la tabla. 1 ajustando los condensadores C56-C63. Después de esto, la compensación térmica se lleva a cabo reemplazando los condensadores C52, C66, C64, C67, C68 en el rango de 18 MHz por condensadores del mismo valor nominal, pero con diferente TKE (coeficiente de temperatura de capacitancia). Los condensadores C49-C51, C53-C55, C105 se reemplazan del mismo modo en otras gamas. Al ajustar las bobinas L8-L10, se ajusta el filtro elíptico, logrando una frecuencia de corte de 12,65 MHz y la ausencia de caídas notables en la respuesta de frecuencia. La frecuencia del oscilador local de cuarzo VT11 se establece ajustando la bobina L13 en la pendiente inferior de la característica del filtro de cuarzo. Al ajustar la bobina L11, se logra la señal máxima en el emisor del transistor VT12. Habiendo suministrado una señal del GSS con una frecuencia correspondiente al rango seleccionado, C3, L2, L4 se ajustan al máximo de la señal de salida. Al seleccionar la resistencia R2, se logra el coeficiente de conversión más alto en los rangos de HF. Al ajustar la resistencia R23, el mezclador se equilibra para lograr la mejor supresión de la señal del oscilador local de cuarzo. Al seleccionar la resistencia R55, logramos la ausencia de distorsión de la señal del oscilador local sinusoidal en la amplitud máxima. Al seleccionar la resistencia R64, se establece un nivel aceptable de respuesta del AGC. La constante de tiempo del AGC se ajusta seleccionando el condensador C94. Para un funcionamiento estable, es aconsejable derivar la unión base-emisor del transistor VT15 con una resistencia de 1...3 kOhm. dibujo de placa de circuito impreso Literatura
Autor: Vladimir Rubtsov (UN7BV)
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