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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Mezclador de alto nivel para transceptores de conversión directa. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / radiocomunicaciones civiles Los receptores y transceptores de conversión directa ganaron gran popularidad, pero su rendimiento, alcanzado a finales de los años 80, apenas ha mejorado desde entonces. Se obtiene un progreso notable en esta dirección, como muestra el autor del artículo publicado, cuando se usan transistores de efecto de campo en el mezclador del transceptor (receptor), encendido en el modo pasivo de resistencia controlada. Las ventajas de los receptores heterodinos (conversión directa) son ampliamente conocidas. Se trata de la sencillez, la ausencia casi total de canales laterales de recepción, la alta calidad de la señal demodulada, etc. Pero también tienen inconvenientes. Esta es una recepción de dos señales y un rango dinámico pequeño, que no excede los 80 dB para receptores con mezcladores de diodos. Parece prometedor utilizar mezcladores basados en transistores de efecto de campo activados en el modo de resistencia controlada. Tal mezclador, hecho en un solo transistor de efecto de campo y descrito en [1], proporcionó una sensibilidad de receptor heterodino de 1 μV y un rango dinámico de 65 dB. Aquí es apropiado decir que el rango dinámico del mezclador del receptor heterodino está limitado desde arriba no por la distorsión de intermodulación de tercer orden, como en los receptores de alta FI, sino por la detección directa de señales de interferencia. Se supone que el límite inferior del rango dinámico es igual a la sensibilidad (para una relación señal/ruido dada, generalmente 10 o 12 dB), y el límite superior se determina aplicando a la entrada del receptor de AM una señal con un factor de modulación del 30% (m = 0,3), desafinado en frecuencia en 50 o 100 kHz, con una amplitud que proporciona la misma salida de 3 horas que la prueba de sensibilidad. En la literatura estadounidense, la diferencia entre los límites del rango dinámico de un receptor de conversión directa a menudo se denomina relación de rechazo AMRR - AM. La teoría de los circuitos de radio dice que al cambiar de un circuito mezclador de ciclo único a uno balanceado, el rango dinámico se expande en 30 ... 40 dB, lo que nos permite esperar obtener su valor para un mezclador balanceado en transistores de efecto de campo. del orden de 100 dB. Una de las opciones para un mezclador de transistores de efecto de campo balanceado se describe en [2], pero contiene un transformador de baja frecuencia balanceado, que es laborioso de implementar y está sujeto a interferencias de red con una frecuencia de 50 Hz. A los lectores se les ofrece una nueva versión del mezclador. Se utilizó en un receptor heterodino para un alcance de 160 metros, cuyo circuito se muestra en la figura. Por supuesto, nada impide el uso del mezclador en otros rangos, cambiando los datos de los circuitos y transformadores en consecuencia. La señal de entrada del preselector (filtro de paso de banda de dos o tres circuitos, que no se muestra en la figura) se alimenta al transformador de RF T1 y luego al mezclador, hecho en los transistores de efecto de campo VT1 - VT4.
El oscilador local del receptor se ensambla en un transistor VT5. Dado que el mezclador prácticamente no carga el oscilador local, se fabrica en una etapa de acuerdo con el esquema capacitivo de tres toneladas. Por la misma razón, resultó posible abandonar también la etapa intermedia. La estabilidad de la frecuencia relativamente baja del oscilador local (1,8 MHz) resultó ser suficiente. La señal 3H convertida pasa a través del filtro de paso bajo C1L3C2 e ingresa al convertidor de frecuencia ultrasónico, ensamblado en dos transistores bipolares VT6 y VT7 de la manera habitual con una conexión directa entre las cascadas. A su salida se pueden conectar teléfonos sensibles de alta resistencia, o mejor, un terminal UMZCH, fabricado según cualquier esquema conocido. El dispositivo funciona de la siguiente manera: con un semiciclo positivo del voltaje del oscilador local en las puertas de los transistores VT2 y VT3, se abren. En este caso, la salida inferior del devanado secundario del transformador T1 está conectada a un cable común a través del canal abierto del transistor VT2, y la salida superior del mismo devanado a través del canal abierto del transistor VT3 está conectada al entrada del filtro de paso bajo. Los transistores VT1 y VT4 están cerrados al mismo tiempo, ya que el voltaje del oscilador local se suministra a sus puertas en oposición de fase y sobre ellos actúa una media onda negativa. En el siguiente medio ciclo del voltaje heterodino, los transistores VT1 y VT4 se abren y los transistores VT2 y VT3 se cierran. En este caso, se invierte la polaridad de la conexión del devanado secundario del transformador T1 a la entrada del filtro de paso bajo. Si la frecuencia y la fase del oscilador local y la señal son las mismas, entonces aparecen pulsos de polaridad positiva en la salida del mezclador. Cuando se invierte la fase del oscilador local a la salida del mezclador, los pulsos serán de polaridad negativa. Suavizados en el filtro de paso bajo, dan una corriente constante en la salida. En ambos casos, se produce la detección de señales síncronas. Si las frecuencias no coinciden, aparece una señal de pulso en la salida. Este mezclador tiene las siguientes características: - no dispone de transformador equilibrador de baja frecuencia; - el devanado del transformador de alta frecuencia no contiene un punto medio, lo que elimina la influencia de la asimetría de los devanados del transformador; - las capacitancias parásitas de la puerta de drenaje de los transistores VT1 y VT3, así como VT2 y VT4 están conectadas a los terminales antifase de la bobina de acoplamiento con el oscilador local L2 y forman un puente equilibrado que no permite que entre el voltaje del oscilador local el circuito de entrada, que reduce significativamente la radiación del oscilador local a través de la antena. La radiación del oscilador local, además del daño obvio, que crea interferencias en los receptores cercanos, está cargada de recepción parásita de la misma señal, pero ya modulada por el fondo de corriente alterna y otras interferencias en algún lugar de los cables de red o en extraños fuentes de energía [2]. Al mismo tiempo, se escucha un gruñido difícil de eliminar, que desaparece cuando se apaga la antena. Algunas palabras sobre las impedancias de entrada y salida de los mezcladores. Como se sabe, las resistencias de entrada y salida de un mezclador pasivo dependen una de la otra, pero sus valores pueden elegirse en gran medida de manera arbitraria. La forma clásica de seleccionar la resistencia de carga óptima del mezclador es determinar la resistencia media geométrica de los canales abiertos y cerrados del mezclador, mientras que Rcarga = √Ropen Cerrar. Determinar la resistencia de un canal abierto Rotp no causa dificultades. Son decenas de ohmios. En cuanto a la resistencia del canal cerrado Rclose, tiene un carácter activo-capacitivo. Si permitimos una capacitancia parásita de un canal cerrado de 1 pF, entonces su resistencia disminuye de 80 kOhm en el rango de 160 ma 5 kOhm en el rango de 10 m, sin mencionar las bandas de VHF. Suponiendo que Ropen = 50 ohmios, obtenemos Rcarga - 2 kOhm en el rango de 160 m y Rcarga = 500 ohmios en el rango de 10 m Además, las altas resistencias de carga del mezclador en el receptor heterodino requieren la instalación de un filtro de paso bajo con una alta impedancia característica. La inductancia de un filtro de paso bajo de este tipo contiene muchas vueltas y es laboriosa de fabricar. Por lo tanto, según el autor, tiene sentido reducir la resistencia de carga del mezclador a un valor del orden de 10Ropen, es decir, a aproximadamente 500 Ohm. En este caso, las pérdidas adicionales en el mezclador son del 10%, la disminución de la ganancia del mezclador no supera 1 dB en relación con el caso de coincidencia perfecta, lo que parece bastante aceptable. Volvamos al circuito del receptor. Los transistores KP305Zh utilizados en el mezclador tienen una resistencia de canal de aproximadamente 400 ohmios con voltaje de compuerta cero y aproximadamente 25 ohmios en estado abierto. Además, tienen una variación bastante grande en la resistencia de una instancia a otra. Cuando el voltaje heterodino pasa por cero, los transistores abiertos simultáneamente VT1 y VT2, así como VT3 y VT4, derivan el devanado secundario del transformador, reduciendo el coeficiente de transferencia. Por lo tanto, el coeficiente de transferencia máximo del mezclador se logra cuando se aplica a las puertas un voltaje de bloqueo de -1,5 V. Es mejor usar transistores KP305 A o D, que están prácticamente cerrados a voltaje de puerta cero y no requieren puerta constante inclinación. En el caso de utilizar mejores elementos, deberíamos esperar una mejora en los parámetros. A la venta ya hay transistores clave con una resistencia de canal abierto de 1 ... 5 ohmios. Desafortunadamente, con una disminución de la resistencia (aumento de la conductividad) del canal del transistor, la capacitancia parásita de la fuente de la puerta también aumenta. Curiosamente, el producto de la conductancia del canal y la capacitancia parásita es un valor que es aproximadamente constante para diferentes transistores de baja potencia de la misma generación. El nivel de la señal del oscilador local que se filtra a través de la capacitancia parásita de la puerta-fuente es aproximadamente proporcional a este producto. Sin embargo, todas estas consideraciones se vuelven insignificantes cuando el mezclador cambia al modo clave. Esto se logra simplemente aumentando el voltaje del oscilador local, ya que con un voltaje de puerta instantáneo de más de +5 V, los transistores se abren por completo. En el receptor descrito, después de aumentar la tensión de alimentación de 9 a 15 V, la amplitud de la tensión del oscilador local en las puertas de los transistores también aumentó de 8 a 14 V. Los transistores prácticamente comenzaron a funcionar en el modo clave, lo que favorablemente afectó la linealidad del mezclador, a saber: la sensibilidad del receptor aumentó en 4 dB y el límite superior del rango dinámico en 6 dB. Es interesante notar que el circuito mezclador repite exactamente el circuito de un puente rectificador de diodos, solo se incluyen los canales de los transistores de efecto de campo en lugar de los diodos. Además, en el rectificador, los diodos se abren por la tensión alterna de entrada del devanado del transformador, y en el mezclador, por la tensión del oscilador local. Dichos dispositivos también se pueden usar con éxito para la rectificación síncrona del voltaje secundario en convertidores de fuente de alimentación de alta frecuencia, ya que las pérdidas en los transistores de efecto de campo de alta potencia son menores que en los diodos. El transformador de entrada del mezclador T1 está enrollado en un circuito magnético de anillo K10x6x4 hecho de ferrita con una permeabilidad magnética de 400. El devanado primario contiene 30 y el secundario - 100 vueltas de cable PELSHO 0,1. La bobina del oscilador local se enrolla a granel en un marco de plástico convencional con mejillas de 8 mm de diámetro y 10 mm de largo. Para ajustar la inductancia, se utiliza un núcleo roscado cilíndrico (SCR) hecho de carbonilo de hierro. El devanado se realiza con tres cables PEL o PELSHO 0,2 ... 0,3 plegados juntos. El número de vueltas es 30, se especifica según el tamaño del marco, al ajustar el rango de frecuencia del oscilador local. De los tres devanados resultantes, uno se utiliza en el circuito del oscilador local (L1) y los otros dos, conectados en serie, forman una bobina de acoplamiento (L2). El punto medio de la bobina se obtiene conectando el principio de un cable al final de otro. La bobina del filtro de paso bajo L3 está enrollada en un núcleo magnético de anillo K16x10x8 hecho de ferrita de 2000NM. Contiene 200 vueltas de cualquier alambre delgado aislado, se recomienda PELSHO 0,1. Establecer un convertidor de frecuencia ultrasónico se reduce a seleccionar una resistencia R1 hasta que el voltaje en el colector VT7 sea igual a la mitad del voltaje de suministro. Al establecer un oscilador local, se recomienda seleccionar la capacitancia del capacitor C8 lo más alta posible, en la que todavía existe una generación estable. Las pruebas del receptor mostraron los siguientes resultados. Al trabajar en recepción, el mezclador proporcionó un rango dinámico limitado por detección directa, igual a 100 dB a una sensibilidad de 0,3 μV. En otras palabras, una señal AM de interferencia con una desafinación de 50 kHz, m = 0,3 y un nivel de 30 mV produjo el mismo voltaje de 3 horas en la salida que una señal CW útil con un nivel de 0,3 μV. El nivel de ruido intrínseco del receptor llevado a la entrada fue de 0,1 μV. Durante los experimentos, apagar el oscilador local no redujo significativamente el ruido general del receptor, lo que indica las reservas de sensibilidad del mezclador. Cabe señalar que durante los experimentos también se escuchó el ruido intrínseco del transistor GSS, lo que indica la baja calidad de su señal de salida. El mezclador descrito, como todos los mezcladores pasivos, puede transmitir una señal en cualquier dirección, es decir, es reversible. Al transmitir, cuando se aplicó una señal 3H con un voltaje de 2 V a la entrada de baja frecuencia del mezclador (en el punto de conexión del filtro de paso bajo), la amplitud del voltaje de salida de la señal DSB fue de 1 V con una carga de 50 ohmios. Se encontró que el residuo del portador no suprimido era de 5 mV. Esto significa que la supresión de la portadora sin medidas especiales de equilibrio es de hasta 46 dB. Por supuesto, para no empeorar una supresión de portadora tan alta, es necesario un buen blindaje de los circuitos de entrada y del oscilador local. Literatura
Autor: M.Syrkin, UA3ATB
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