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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Sintetizador de frecuencia para transceptor KB. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / radiocomunicaciones civiles El sintetizador de frecuencia en los equipos de comunicación, al ser el corazón del sistema de sintonización, determina no solo el consumidor, sino también las características selectivas de un dispositivo en particular. En los últimos años, han aparecido diseños de sintetizadores de radioaficionados que utilizan chips de síntesis digital directa de Analog Device (analog.com). Los microcircuitos difieren entre sí en la frecuencia de salida límite, la calidad de la señal sintetizada, el servicio "trucado" y, no menos importante, el precio. Intentemos averiguar cómo y qué chips DDS es recomendable usar al construir un sintetizador de frecuencia para un transceptor de onda corta. Síntesis de frecuencia digital directa: DDS (Direct Digital Sinthesys), un método de síntesis bastante "joven", cuyas primeras publicaciones comenzaron a aparecer a fines de los años 70. La resolución de frecuencia de DDS alcanza centésimas e incluso milésimas de hercio a una frecuencia de salida de varias decenas de megahercios. Otro rasgo característico de DDS es la velocidad de salto muy alta, que está limitada solo por la velocidad de la interfaz de control digital. Los sintetizadores basados en PLL usan retroalimentación y filtrado de errores, lo que ralentiza el proceso de salto de frecuencia. Debido a que la salida DDS se sintetiza digitalmente, se pueden realizar varios tipos de modulación. Tanto técnica como económicamente, el DDS satisface la mayoría de los criterios para un sintetizador de frecuencia ideal: es simple, altamente integrado y de tamaño pequeño. Muchos parámetros de DDS están controlados por programas, lo que le permite agregar nuevas funciones al dispositivo. Todo esto hace que los sintetizadores DDS sean instrumentos muy prometedores. Existen algunas limitaciones asociadas con los procesos de muestreo y conversión de digital a analógico que tienen lugar en DDS:
Sin entrar en detalles sobre la estructura y el principio de funcionamiento de los microcircuitos DDS (todo esto se describe en detalle en la literatura especializada), nos detendremos solo en cuestiones generales de su aplicación y características. El principal problema que aún dificulta el uso de microcircuitos DDS como oscilador local de un transceptor KB es la presencia de componentes en el espectro, cuyo nivel es de aproximadamente -80 dB. Se escuchan casi en una secuencia continua (como una "valla" desde los puntos afectados) al reconstruir el transceptor con la antena apagada. Puede deshacerse de estos componentes solo con un filtro DDS que monitorea la frecuencia de salida, pero la fabricación de dicho filtro complica enormemente el diseño. El autor intentó utilizar en transceptores de fabricación propia la señal sintetizada directamente desde la salida de los microcircuitos DDS, en lugar de la señal del oscilador local basada en el sintetizador de bucle único "clásico". La señal de salida del sintetizador DDS se filtró mediante un filtro de paso bajo con una frecuencia de corte de 32 MHz. Los transceptores en los que se probaron los sintetizadores se construyeron según un esquema de conversión simple y una FI en el rango de 8,321 ... 8,9 MHz. El primer mezclador es pasivo, hecho en transistores KP305B o en un microcircuito KR590KN8A, controlado por un meandro. El nivel de la señal de RF en el mezclador: no más de 3 V (eff). Sensibilidad - 0,3 μV. El rango dinámico para la intermodulación no es inferior a 90 dB cuando se suministran dos señales con un espaciado de ± 8 kHz, lo que, según el autor, se adaptará a la mayoría de los radioaficionados que trabajan en el aire. Fueron estos parámetros los que tenían todos los transceptores probados con un sintetizador de un bucle "clásico". Su descripción detallada se puede encontrar en cqham.ru/ut2fw. Allí también puedes encontrar un circuito sintetizador DDS basado en él. Las pruebas de los sintetizadores mostraron que, por ejemplo, con el microcircuito AD9850, el nivel de los componentes se fijó en el nivel de 2 ... 4 puntos en la escala del medidor S. Con la antena conectada, en total con el nivel de ruido en el aire, el S-meter mostró de 4 a 7 puntos en frecuencias por debajo de 10 MHz. En las bandas de 160 y 80 m, la "valla" prácticamente no se notaba. Con el microcircuito AD9851, cuyas características nominales de ruido son 10 dB mejores, el nivel promedio de los componentes combinados no superó los 1...3 puntos en la escala S-meter. Al operar en el aire a frecuencias inferiores a 10 MHz, son casi imposibles de detectar con el oído, pero esto, a su vez, depende del valor de la frecuencia intermedia seleccionada (por ejemplo, 8,363 MHz). La calidad de la señal sintetizada por el propio chip DDS es excelente, el tono es "ideal", el ancho del "ruido" es mínimo. La resolución del analizador de espectro SK4-59 no nos permitió encontrar la diferencia entre la señal de este sintetizador y la señal del GPA clásico en un transistor de efecto de campo (KP307G, tres puntos inductivos, sintonización mediante KPE). Si no fuera por estos, aunque bastante débiles, "pico, pico, pico" durante la afinación, se podría tirar el sintetizador de un bucle del transceptor e instalar un sintetizador DDS en su lugar. El trabajo realizado permite hablar de la imposibilidad de utilizar chips de síntesis digital directa AD9850, AD9851 en un transceptor con una sensibilidad del orden de 0,3 μV sin degradar sus características. Es posible que con requisitos menos estrictos para la sensibilidad del transceptor y otra versión del mezclador, estos microcircuitos se puedan usar en el oscilador local. Probablemente, esta será una buena versión de un sintetizador microtransceptor para condiciones de campo con todo tipo de servicios (control desde el procesador), prácticamente sin filtros de entrada (upconversion), con un rango de operación continua de 0 a 15 MHz. Las dimensiones del sintetizador junto con el controlador de control no son más que una caja de fósforos. ¡La frecuencia máxima sintetizada puede superar los 75 MHz y la frecuencia intermedia del transceptor puede alcanzar los 60 MHz! Un paso de perestroika, ¡al menos una fracción de hercio! En las descripciones de los microcircuitos DDS, el fabricante ofrece dos opciones para su uso en sintetizadores PLL con mayores requisitos para la calidad de la señal de salida: usarlo como un "oscilador de referencia ajustable" o como un divisor de relación de división variable (VDC) en un sintetizador de bucle único. No se pudo encontrar información sobre la diferencia en las características cualitativas de los sintetizadores de ambas versiones. Al analizar los circuitos de los transceptores importados, el autor encontró allí la implementación de solo la segunda opción (por ejemplo, en los transceptores FT-100, FT-817), sobre la base de la cual se construyó el sintetizador propuesto. También hay que destacar la versatilidad de esta versión del sintetizador. Según el programa de control y la frecuencia de sintonización del VCO, se puede usar para un transceptor de IF baja o un transceptor de "conversión ascendente". En el sintetizador para FI baja, el VCO opera a frecuencias cuatro veces superiores a las requeridas, y cuando se aplica una señal al mezclador, su frecuencia se divide por 4 mediante un divisor adicional. Al eliminar el divisor por 4, el sintetizador se puede usar para reelaborar y expandir las capacidades de los equipos de comunicaciones militares fuera de servicio, por ejemplo, "R-143", "Kernel", "Crystal", "R-399" y similares, con un primer IF alto. En mesa. 1 muestra el diseño de frecuencia "estándar" para baja FI (8,863 MHz).
En mesa. 2 - diseño de frecuencia para IF 90 MHz, que también se puede usar para cualquier otra frecuencia (no hay restricciones en el programa), y su uso en un transceptor con un IF bajo facilitará en gran medida el problema de la supresión de los canales de recepción de espejo y laterales.
El diagrama de bloques del sintetizador se muestra en la fig. 1. La señal del oscilador de cristal de 20 MHz se utiliza simultáneamente para el funcionamiento del chip DDS y el controlador PIC.
Según el rango seleccionado y el programa de control del controlador, el chip DDS genera frecuencias de 80 a 500 kHz, que se alimentan a través de un filtro de paso bajo (LPF) a una de las entradas del detector de fase de frecuencia (PD). La frecuencia de salida del VCO se divide por 256 y se alimenta a la segunda entrada del detector de fase de frecuencia. El voltaje de la salida del FD, luego de pasar por el filtro de paso bajo, se suministra al varicap de sintonía de frecuencia del VCO. El cambio de voltaje ocurre hasta que las frecuencias en ambas entradas de PD coinciden. Cuando las frecuencias coinciden, el PLL se cierra y mantiene la frecuencia. La frecuencia de salida del DDS es controlada por el microcontrolador, de acuerdo con el programa integrado en él y el estado de los circuitos de control externos. Para que la frecuencia del VCO sea adecuada para construir un TRX de FI bajo, se divide adicionalmente por 2 o 4, según el mezclador que se utilice en el transceptor. En el transceptor del autor, la formación de señales de control antifase para el mezclador se realiza en un microcircuito 74AC74, que divide la frecuencia por 2. El paso de afinación del sintetizador se selecciona por software y se puede configurar con una resolución de 1, 10, 20, 30, 50, 100,1000, 5000 o 70 Hz. La estabilidad de frecuencia del sintetizador, que depende principalmente de la estabilidad del oscilador de cristal del reloj, es comparable a la estabilidad de los sintetizadores de transceptores industriales importados. A una temperatura ambiente constante, la deriva de frecuencia es posible dentro de unos pocos hercios. Cuando el generador de reloj se calienta con un soldador a +28 ° C, la deriva de frecuencia en el rango de 140 MHz no es más de 756 Hz. Por ejemplo, en un costoso transceptor "IC-200" (según la compañía) en la primera hora después del encendido, el cambio de frecuencia es de ± 30 Hz, y después del calentamiento, ± 25 Hz por hora a una temperatura de +0 °C. Cuando la temperatura cambia de 50 a +350 °C, la frecuencia puede variar dentro de ±XNUMX Hz. El sintetizador utiliza un generador TTL híbrido de la placa base de la computadora. Con requisitos muy estrictos para la estabilidad de frecuencia, se puede usar un generador altamente estable compensado térmicamente, aunque el autor tiene serias dudas sobre la idoneidad de su uso, y el costo de dicho generador es comparable al costo de todo el sintetizador. El diagrama esquemático del controlador del sintetizador se muestra en la fig. 2. El sintetizador usa un microcontrolador DD1 PIC16F628, aunque hay un programa de control para PIC16F84A. Los programas para estos microcontroladores fueron escritos por Vladimir RX6LDQ (develop-pic@yandex.ru).*
No tiene sentido describir en detalle el funcionamiento del microcontrolador DD1, deja que siga siendo una "caja negra" que funciona de acuerdo con el programa cableado en su interior y emite señales de control a la pantalla HG1, el chip DDS y los dispositivos externos. Para obtener las mejores características de ruido del sintetizador en su conjunto, se eligió el chip DDS AD9832, que forma el espectro de frecuencia más amplio. Además, el costo de este chip DDS es significativamente más bajo que otros. El funcionamiento del sintetizador está controlado por el teclado SB1 - SB 18 y el codificador, realizado en los optoacopladores U1, U2 (Fig. 3). El número de botones de control en el sintetizador no se redujo: 12 botones controlan el funcionamiento del sintetizador y seis botones (A1 - A6) se utilizan para controlar los modos de funcionamiento del transceptor.
¿Por qué hay tantos botones? Era posible detenerse en un menú paso a paso, cuando cada uno de ellos realiza varias funciones. Entonces, por ejemplo, funcionan los transceptores portátiles importados. Me pareció extremadamente inconveniente cuando, por ejemplo, para la sintonización operativa en el otro extremo del rango, debe ingresar al menú, cambiar el paso de sintonización a uno más grueso, girar la perilla de sintonización, luego ingresar nuevamente al menú, devolver el paso de sintonización original, y solo después de que todas estas manipulaciones funcionen con calma. En la descripción del teclado del sintetizador, para cada botón de control, se indica secuencialmente: su número de serie y función principal (el comando ejecutado cuando se presiona el botón), el rango que se encenderá al ingresar a la función "BANDA" y la designación de referencia en el diagrama del circuito (ver Fig. 2 en la primera parte del artículo). "1 RIT"; 1,8 MHz; SB11 - botón de habilitación de desafinación. La frecuencia que se muestra en la pantalla en el momento en que se presiona el botón se memoriza y se utilizará en el modo de transmisión. La cantidad de desafinación se ingresa con un codificador rotatorio. Ya sea que permanezca en la banda donde se activó la desafinación o cambie a una banda diferente, cuando cambie a transmitir, el sintetizador volverá a la frecuencia que estaba en la pantalla en el momento en que se activó la desafinación. Esto proporciona los modos SPLIT y CROSSBAND. Cuando la desafinación está activada, se enciende un punto después de las decenas de MHz en la pantalla. La desafinación se desactiva pulsando de nuevo este botón. "2 FRECUENCIA"; 3,5 MHz; SB12: paso de sintonización de frecuencia de aumento (cuádruple) de software de encendido/apagado operativo. Cuando se presiona este botón, la pantalla muestra brevemente "2p". No hay multiplicación del número de pulsos del vástago y, por ejemplo, con 60 dientes del disco del vástago y un paso de sintonía de 10 Hz, tenemos 600 Hz por revolución. Cuando presione este botón nuevamente, la pantalla mostrará la inscripción "4p" y la cantidad de pulsos se multiplicará por 4, es decir, ya obtendremos 2400 Hz por revolución. "3 BANDAS"; 7 MHz; SB13 - botón para habilitar el cambio de rango. Cuando se presiona, la pantalla muestra la inscripción "Banda", y luego, después de presionar uno de los botones "1-9", la pantalla establece la frecuencia correspondiente a la mitad del rango seleccionado. "4 ENTRADAS"; 10 MHz, SB 14: guarda la frecuencia de sintonización actual y el estado de los seis botones de control del transceptor en una de las 16 celdas de memoria. Cuando presiona SB14, la pantalla muestra la inscripción "Push" y se espera que presione el botón con el número de la celda requerida. Para ingresar números del 10 al 15, dentro de un segundo después de presionar el número 1, ingrese el segundo dígito, del 0 al 5. La pantalla mostrará el número de la celda. La celda 0 almacena información utilizada para establecer el estado inicial del sintetizador cuando se enciende, es decir, puede escribir los valores deseados en él, por ejemplo, el paso de sintonización y la inclusión de cualquier modo en TRX, la frecuencia a la que cambiará el sintetizador cuando se encienda el transceptor. Por ejemplo, tienes un acuerdo con un corresponsal para reunirte en una frecuencia de 21,225 MHz. Cambia el transceptor a esta frecuencia, enciende el UHF (presionando el botón SB3), selecciona el paso de sintonización con el que desea trabajar y luego presiona los botones "IN" y "0". Todos los ajustes se registran en la celda "0". Ahora puede apagar el transceptor, y la próxima vez que lo encienda, el procesador configurará todos los modos que guardó en la celda cero: encienda UHF, frecuencia 21,225 MHz, paso de sintonización. "5A-B"; 14 MHz; SB15 - intercambio con una frecuencia de recepción adicional. Este es el llamado modo de "segundo oscilador local". Para memorizar el valor de las frecuencias en las celdas "virtuales" "A" y "B" es necesario sintonizar la frecuencia deseada y pulsar este botón. La frecuencia se almacenará en la celda "A". El mismo valor de frecuencia en la pantalla "saltará" a la celda "B", es decir, virtualmente, por así decirlo, "cambiamos" al segundo oscilador local. Aquí puede realizar cualquier cambio en la frecuencia: la memorización en la celda "B" ocurrirá solo cuando se presione nuevamente el botón A-B, es decir, en las celdas "A y B" se almacenan los valores de dos frecuencias que estaban en la escala digital en el momento en que se presionó el botón A-B. Quizás para los operadores de radio que no usaron sintetizadores en sus transceptores, tal descripción de la operación de este botón no les dará una comprensión clara de su propósito. Intentaré describir este modo de una manera diferente. Imagine que hay dos VFO instalados dentro del transceptor y este botón cambia una perilla de sintonización al VFO "A" o al VFO "B". Para que quede claro en qué "oscilador local" está trabajando, la pantalla muestra en el modo "A" un punto cerca de las UNIDADES de la escala de MHz, en el modo "B" - el punto cerca de las UNIDADES de MHz se apaga y tres puntos se iluminan cerca de las UNIDADES, las DECENAS y las CIENTAS de la escala de hercios. "6 ESCANEAR"; 18 MHz; SB16 - botón de escaneo. Después de presionarlo, se muestra la inscripción "Escanear" en el indicador. Hay tres subfunciones de escaneo: A. Cuando presiona el botón "8", se escanean 15 celdas de memoria, con paradas de 3 segundos en cada celda. b. Cuando se presiona el botón "2", se realiza un escaneo desde la frecuencia más baja registrada en la celda 1 hasta la frecuencia más alta registrada en la celda 2. Si la frecuencia en la 1ra celda es mayor que en la 2da, al presionar SCAN, aparece el mensaje "Error". El escaneo solo es posible dentro de un rango. v Cuando se presiona el botón "3", el rango incluido se reconstruye desde el límite inferior al superior y viceversa. El escaneo se puede interrumpir presionando cualquier botón del teclado, girando el codificador o presionando el PTT. El escaneo se puede reanudar en cualquier momento desde donde lo dejó haciendo doble clic en el botón ESCANEAR. "7RT"; 21 MHz; SB17 - intercambio de frecuencias de recepción y transmisión, con desafinación habilitada. Cuando se presiona el botón, la frecuencia de transmisión se convierte en la frecuencia de recepción y la frecuencia de recepción se convierte en la frecuencia de transmisión. Al presionar SB 17 nuevamente, todo vuelve a su estado original. Si la desafinación no está habilitada, al presionar el botón "7" se mostrará el mensaje "Seleccionar" en la pantalla. Este es un menú de dos configuraciones básicas a las que se puede acceder presionando el botón "1" o "2". "1" - modo de entrada de frecuencia intermedia. El valor de la frecuencia intermedia establecida del transceptor aparece en la pantalla (por defecto, la frecuencia inicial en el programa puede tener valores de 8,3 a 8,9 MHz). La frecuencia la establece el codificador. Arreglando el inversor y saliendo del modo presionando el botón "1" nuevamente. Después de la configuración final de la frecuencia del oscilador de referencia del transceptor, mida la frecuencia con un frecuencímetro en unidades de Hz y configúrela girando la perilla del codificador, ingresando a este modo. Primero debe seleccionar un paso de afinación de sintetizador de 1 Hz. "2" - Modo de corrección constante del oscilador de referencia de 20 MHz. El sintetizador muestra el valor de "frecuencia fija" de 10 Hz y enciende automáticamente el VCO del rango de 300 m La frecuencia a la salida de la placa del VCO debe medirse con un frecuencímetro y si difiere de 000 MHz corregir girando el codificador. Salir y almacenar - presionando el botón "160" nuevamente. Estos ajustes del sintetizador son "básicos" y deben ajustarse con más cuidado. Para hacer esto, conectamos un medidor de frecuencia calentado durante al menos una hora (preferiblemente industrial) a la salida del sintetizador F / 2 y, girando el codificador en el modo de corrección, establecemos la frecuencia en 10,30 MHz con una precisión de un hercio. Se requería esta función debido al hecho de que el oscilador de referencia del sintetizador no tiene sintonización adicional y los diferenciales de frecuencia para diferentes instancias pueden alcanzar varios kilohercios. "8 SALIDA"; 24 MHz; SB 18: restauración de la frecuencia y el estado de seis botones de control del transceptor desde una de las 16 celdas de memoria. Cuando se presiona, la pantalla muestra "Pop" y se espera que se presione el botón con el número de celda correspondiente. Para ingresar números del 10 al 15, es necesario presionar el segundo, del 1 al 0, dentro de un segundo después de presionar el número 5. Después de ingresar el número, el número de la celda de memoria aparecerá en el indicador por un corto tiempo. "9 T=R"; 28 MHz; SB1: el modo de establecer la frecuencia de transmisión igual a la frecuencia de recepción. Funciona con la desafinación habilitada. Si la desafinación está desactivada, cuando presiona el botón "9", la inscripción "Paso" se muestra en el indicador y puede seleccionar el paso de sintonización del sintetizador deseado con los botones IZQUIERDO y DERECHO: 1, 10, 20, 30, 50, 100, 1000 y 5000 Hz. El paso seleccionado se memoriza cuando se vuelve a pulsar este botón. "0 STEK", SB10 - extrayendo la frecuencia de la pila. Hay cinco celdas de pila, que se pueden ver presionando sucesivamente el botón. Antes de la salida de frecuencias de las celdas de pila, el indicador muestra brevemente la inscripción "Stec" con el número de celda. La entrada a la pila se realiza automáticamente al cambiar el rango, al extraer de una celda de memoria y al escanear. "IZQUIERDA"; SB9 - botón de reducción rápida de frecuencia. "Correcto"; SB8 - botón de aumento rápido de frecuencia. Cuando presiona los botones "A1" - "A6" (SB2-SB7), los niveles lógicos en las salidas ATT, AMP, U/L, VOX, AF BW, PROC cambian en consecuencia, lo que, a su vez, controla las unidades funcionales y los modos del transceptor. Cuando el sintetizador se enciende inicialmente, estas salidas son cero lógico. Todas las configuraciones e información del usuario en las celdas de memoria se almacenan en la memoria RAM del microcontrolador sin fuente de alimentación externa adicional. Cuando enciende el sintetizador, el programa recupera de la celda de memoria "0" aquellos parámetros del transceptor que le gustaría tener inmediatamente cada vez que lo enciende, a saber: frecuencia y paso de sintonía, modos del transceptor (estado de seis botones de control del transceptor); "multiplicar" por 4p el número de pulsos de valcoder y celdas de pila "puestas a cero". En el programa, cuando el sintetizador se enciende por primera vez, las primeras diez celdas de memoria contienen las frecuencias en las que puede escuchar con mayor frecuencia el distintivo de llamada UT2FW. En las celdas restantes, las frecuencias de los rangos. Esto se hace para que la primera vez que encienda el sintetizador, comience a funcionar correctamente y sea más fácil que el usuario se acostumbre a su control. El chip DDS está controlado por código serial en los buses RAO, RA1, RA3. La señal de salida DDS es filtrada por los elementos de filtro de paso bajo R7, R8, L2, L3, C7, C8, C9 con una frecuencia de corte de aproximadamente 700 kHz. Como pantalla del controlador HG1, es aceptable usar diferentes tipos de indicadores LCD, ya que su control, por regla general, es el mismo. El sintetizador utiliza un LCD de "teléfono" económico: MT-10S1 de la compañía MELT de Moscú. Dicho indicador se controla a través de cuatro buses: estas son las salidas QE, QF, QG, QH del microcircuito DD2. Una opción más costosa es el uso de indicadores de matriz de las empresas extranjeras Powertip, Sunlike, Wintek, Bolymin y MELT. Pero el costo de tales LCD hoy en día es bastante alto. También debe tenerse en cuenta que no todos los modelos de indicadores de matriz son adecuados en términos de velocidad. Por ejemplo, el indicador WH1602J no "se mantiene al día" con la reestructuración del codificador, y cuando la perilla del codificador se gira rápidamente, los signos y símbolos incomprensibles comienzan a "saltar". Exactamente el mismo tipo de indicador VS1602N, de otra empresa, funciona sin problemas. Los buses D0-D3 suministran señales de control al decodificador de conmutación de banda en la placa de filtro de paso de banda del transceptor y al decodificador de conmutación de banda de la placa VCO. Chip DD6: modelador de pulsos del valcoder. En el momento de la reestructuración del sintetizador, frente a los optoacopladores U1 y U2 (ver Fig. 3), gira un disco con agujeros o dientes cortados a lo largo de su borde, conectado rígidamente a la perilla de sintonización del transceptor. En el caso de que la superficie reflectante del disco esté opuesta al optoacoplador, la resistencia del fotodetector del optoacoplador es mínima, cuando el orificio del disco está ubicado, la resistencia del fotodetector es máxima. Los elementos del microcircuito DD6, debido a caídas de resistencia, forman una secuencia de pulsos rectangulares en los buses RB6, RB7, que son leídos por el controlador PIC. El programa de control contiene dos algoritmos de lectura: a lo largo del borde de ataque de los pulsos y a lo largo de ambas gotas. Al presionar el botón "2" del teclado, cambiamos estos algoritmos. La tecla en el transistor VT1 cuando el transceptor se transfiere a la transmisión bloquea el teclado. LED HL2 - indicador de este modo. Para un aislamiento adicional y una reducción de la interferencia mutua, se incluyen filtros LC en todos los circuitos de alimentación de la unidad del controlador: L1, L4-L6, C2, C3, C17-C23. El oscilador controlado por voltaje, VCO (Fig. 4), opera a frecuencias cuatro veces más altas que las requeridas para los transceptores con una frecuencia intermedia de 5 ... 10 MHz.
Esto se hace por dos razones: en primer lugar, a frecuencias más altas, las bobinas del oscilador maestro son más pequeñas; en segundo lugar, dicho generador es más versátil y, según las tareas requeridas, se pueden obtener frecuencias de más de 100 MHz. El generador en sí está hecho de acuerdo con el esquema de un circuito capacitivo de tres toneladas en un transistor de efecto de campo VT1. Se probaron casi todos los "trabajadores de campo" ofrecidos por las empresas de Kiev: BF966 mostró los mejores resultados. Las etapas de amortiguación se realizan en los transistores VT2 y VT3. Se utilizaron transistores BFR96 suficientemente potentes, en clase A. La frecuencia de VCO cuando se cambian los rangos se cambia cambiando las bobinas L1-L5 con contactos de relé K1-K4, que, a su vez, son controlados por el decodificador DD1. Dado que las frecuencias heterodinas para algunos rangos prácticamente coinciden, nos las arreglamos con cinco bobinas. Los circuitos de filtrado RC y LC están instalados en la entrada y salida del chip DD1. Como se mencionó anteriormente, en el transceptor del autor, la frecuencia del oscilador local debe ser 2 veces mayor que la requerida. Las señales de estas frecuencias se eliminan de las salidas Q0 y Q1 del contador DD2. En la salida de Q0 DD2, obtenemos la frecuencia dividida por 2, en la salida de Q1, por 4. La salida de Q1 se usa para operar en el rango de 20 m, donde la frecuencia de VCO se divide adicionalmente por 2. El microcircuito DD3, controlado a través del diodo VD7, cuando aparece un cero lógico en sus salidas 12 y 13, permite el paso de la señal de VCO desde la salida de Q1 DD2. Si usa el sintetizador en los transceptores "RA3AO", "Ural", "KRS", "UA1FA", entonces la cuadrícula requerida de frecuencias heterodinas se puede obtener usando la salida Q2 del microcircuito DD2 (divisor por 8). Para hacer esto, el pin 1 del chip DD3.1 debe conectarse al pin 13 de DD2 y el pin 5 de DD3.2 al pin 12 de DD2. Ahora, a la salida del sintetizador F/2(4), recibiremos una señal de la forma F/4(8), es decir directamente aquellas frecuencias que se indican en la Tabla. 1 en la columna "Reestructuración del GPA". El detector de fase está hecho en un chip DD4. La frecuencia del VCO antes de ser alimentada al detector de fase se divide previamente en 256 contadores DD2 y DD5. A la salida del chip DD5, se enciende el filtro de paso bajo L13-L14, C51-C53. Una señal del DDS se alimenta a la segunda entrada del detector de fase, a través de un amplificador adicional en el transistor VT4. Esta cascada se introdujo debido a posibles pérdidas en el cable que conectará la salida DDS a la entrada PD. El transistor VT5 controla el LED HL1 "LOCK" en la placa del controlador. El LED indica el bloqueo del bucle PLL, si el LED está apagado, el anillo está cerrado, si está encendido, esto indica un mal funcionamiento. El voltaje de control es generado por el amplificador operacional DA4 y a través de los elementos de filtro R7, R8, C15, C16 se suministra al generador varicap VD5. Los circuitos RC de filtrado adicionales R4-R36, C38-C48 también están instalados en la entrada DA50. Los componentes digitales y analógicos del dispositivo, para evitar interferencias, están alimentados por estabilizadores separados DA1, DA2, DA3. No hay características especiales en la fabricación y afinación del sintetizador. La parte digital, al utilizar elementos de radio reparables, funciona de inmediato. Cabe señalar que los condensadores C7-C9 en el filtro de paso bajo a la salida del microcircuito DD5 (ver Fig. 2) deben tomarse con un TKE mínimo para que la característica del filtro no cambie cuando el transceptor se calienta. El mismo requisito deben cumplir los condensadores C17, C19-C21, C51-C53 de la placa VCO (Fig. 4). El controlador PIC se puede soldar a la placa, pero dada la posible actualización de firmware, es recomendable instalarlo en el panel. Se detectaron dos tipos de interferencia del sintetizador. Al girar el codificador en algunas frecuencias, hay clics muy cortos que no se pueden sintonizar. Desaparecen cuando se detiene la rotación del codificador. Estos son códigos secuenciales que ingresan a los registros del tablero de indicación. El método de lucha es alimentar el indicador HG1 desde un estabilizador separado en el chip KREN5A con un filtro RC en la entrada (una resistencia de 10 ... 15 ohmios con una potencia de 1-2 W y un condensador de óxido de alta capacidad). La capacitancia del capacitor (2200-10000 uF) se selecciona de oído para la máxima supresión de clics. Si los clics aparecen solo cuando se enciende UHF (AMP) o algún otro modo TRX, se deben instalar filtros LC o RC adicionales en los circuitos de control correspondientes (salidas QC-QH del chip DD3). También se debe tener en cuenta que las salidas del chip DD3 están diseñadas para una corriente de carga de no más de 5 mA. Para conectar una carga más potente, es necesario encender adicionalmente el chip K555LN5 o 47NS06 en serie con los circuitos controlados (corriente de carga de hasta 40 mA a un voltaje de hasta 15 ... 30 V). El segundo tipo de interferencia son los puntos afectados, que son más comunes en la banda de 20 m y se producen como productos de conversión en el mezclador y captación del oscilador de referencia de 20 MHz. El método cardinal para lidiar con estas interferencias es el blindaje completo de la placa del controlador (una caja hecha de láminas de estaño o láminas de fibra de vidrio). La detección de un generador separado no hace nada, la captación se "extiende" a lo largo de los conductores impresos de la placa de microcircuitos DD1 y DD5. Al cablear las conexiones de placa a placa, los cables no deben agruparse en paquetes apretados y, más aún, los cables que conectan circuitos digitales y analógicos no deben combinarse. La alimentación se suministra a cada placa mediante un cable trenzado de par trenzado independiente. Un cable es común, el segundo es el voltaje de suministro. Para obtener el tono "ideal" de la señal de salida, debe eliminar todas las posibles (e imposibles) captaciones en los circuitos asociados con el VCO varicap. Y use solo elementos de alta calidad en estas cadenas. Esto es especialmente cierto para los condensadores C14, C15, C16, C47, C48, C49, C50 de la placa VCO. La señal del sintetizador de la placa VCO se envía al mezclador del transceptor a través de un cable coaxial con un diámetro de 3 mm. Para hacer coincidir con precisión esta línea, se selecciona una resistencia R27. En caso de coincidencia deficiente, las frecuencias afectadas aparecen con mayor frecuencia, por lo que sintonizamos el transceptor a dicha frecuencia y seleccionamos R27 para su supresión máxima. Para el IF recientemente "popular", determinado por la elección de cuarzo para decodificadores PAL de televisores de 8,867 MHz, los datos de bobinado de las bobinas VCO son los siguientes: L1 - 5 vueltas, L2-L3, L5 - 4 vueltas cada una, L4 - 3 vueltas. Las bobinas no tienen marco, están enrolladas en un mandril con un diámetro de 4 mm con alambre PEV-2 0,8. La frecuencia exacta de cada generador se selecciona separando las espiras de las bobinas, después de la sintonización final de los generadores. Se insertan piezas de gomaespuma dentro de las bobinas y se rellenan con parafina. Si esto no se hace, se observará un efecto de micrófono. Los inductores L6-L9, L11-L14 de la unidad VCO están enrollados en núcleos magnéticos de ferrita anular M2000NM, tamaño K7x4x2. El número de vueltas - 10 ... 15 para L6-L9 y L11; 30 vueltas para L12-L14, cable PEV-2 0,15. Acelerador L10 - DM 0,1. También puede usar choques importados de tamaño pequeño con las inductancias que se muestran en el diagrama. Relé K1-K4 - RES49 con una resistencia de devanado de 1 kOhm (seleccionado del relé para una tensión de funcionamiento de 24 V). Es deseable usar microcircuitos en el sintetizador de los tipos indicados en el diagrama. Esto eliminará problemas en configuraciones posteriores. En lugar del chip 74NST9046, todavía es bastante raro a la venta, puede usar HEF4046 (Philips Semiconductors) o CD4046. En caso de reemplazo, debe cambiar ligeramente la disposición de la placa, ya que no todos los pines de estos microcircuitos coinciden con el 9046. La entrada SIGIN (pin 14), que recibe una señal de DDS, tiene una sensibilidad máxima de 150 mV. Por lo tanto, la amplitud de más de 4 V no debe establecerse en la salida del amplificador en el transistor VT0,3 La selección de este modo se realiza mediante las resistencias R28, R29. Con algunos casos de 74NST9046, no fue posible garantizar el cierre del anillo PLL en todos los rangos; este mal funcionamiento se evitó al incluir un capacitor adicional de 1500 pF entre el pin 14 del microcircuito y el cable común. Los optoacopladores U1 y U2 son reflectantes. La resistencia de las resistencias R13, R15 conectadas en serie con los emisores no debe ser inferior a 470 ... 510 Ohm, de lo contrario, los diodos emisores pueden fallar. La difusión de las características de los optoacopladores AOT137A requiere su ajuste individual, según una clara respuesta al paso de un "clavo" del disco cerca del optoacoplador. El propio mecanismo de valcoder se puede realizar de varias formas. En la versión del autor, los optoacopladores se sueldan directamente a la placa del controlador, frente a la cual gira un disco de 65 mm de diámetro hecho de duraluminio de 0,7 mm de espesor con 60 dientes cortados uniformemente a lo largo del borde del disco. El medio de los dientes está alineado con los centros de los optoacopladores, la distancia entre los optoacopladores es de 15 mm. Puede perforar agujeros en el disco o pegar papel con sectores blancos y negros dibujados, pero el ancho de los sectores dibujados no debe ser inferior a 3 mm, de lo contrario, el codificador no calculará claramente cada sector. El disco se encuentra a una distancia de 1,5...2,5 mm de la superficie de los optoacopladores. Cuando el disco gira, el cambio de avance debe establecerse en 90 grados, es decir, plomo de medio diente. Soldamos temporalmente las resistencias de sintonización en lugar de R13, R15 y seleccionamos la corriente a través de los emisores de los optoacopladores de acuerdo con la operación precisa del codificador. La sensibilidad de los disparadores y sus características se pueden seleccionar con las resistencias R9-R12, R14. Si no logran un trabajo preciso, se debe mover uno de los optoacopladores, ya que no se proporciona el cambio requerido de 90 grados. La calidad de la señal de salida del sintetizador se puede estimar a partir del espectrograma que se muestra en la Fig. 5 obtenido utilizando el analizador de espectro SK4-59.
Programas de control para microcontroladores Autor: Alexander Tarasov (UT2FW), Reni, Ucrania
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