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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Decodificador estéreo de alta calidad para un sistema de tonos piloto. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / radiocomunicaciones civiles En nuestro país, la emisión estereofónica en un sistema con tono piloto está cada vez más extendida. Los equipos externos utilizados para recibir transmisiones a través de este sistema cuentan con decodificadores estéreo (SD) de tipo clave en un diseño de microcircuito. Son tecnológicamente convenientes para la repetición masiva, pero, sin embargo, son inferiores, según el autor, a los decodificadores estéreo de tipo matricial. Se recomienda a los radioaficionados que deseen mejorar el rendimiento de sus receptores estéreo que construyan un sistema decodificador estéreo con un tono piloto (PT) con separación de espectro, también llamado a veces suma-diferencia o matriz, que rara vez se usa en este sistema de transmisión estéreo. En nuestro país, donde como es sabido se ha adoptado un sistema de radiodifusión estéreo con oscilaciones polares moduladas (PMC) [1], los decodificadores de matriz estéreo (SD) son ampliamente utilizados. Esto se explica por el hecho de que la subportadora suprimida durante la transmisión en 14 dB puede restaurarse con relativa facilidad en la SD. En este caso, un detector de diodo de onda completa detecta una señal armónica con una relación "normal" de la subportadora y sus bandas laterales. La señal de diferencia detectada se suma (resta) con la señal total en la matriz resistiva, donde se separan los canales. En el extranjero (y recientemente en Rusia, cuando las estaciones de radio operan en el rango de 88 ... 108 MHz), se usa ampliamente el llamado sistema con un tono piloto (PT) igual a la mitad del valor de la frecuencia de la subportadora, es decir 19 kHz. La subportadora en este sistema se suprime casi por completo durante la transmisión, dejando solo las bandas laterales de la señal de supertono, que los detectores de diodo convencionales no pueden detectar sin distorsión. Por esta razón, la gran mayoría de los SD para un sistema con PT se clasifican como claves. En los primeros modelos de este tipo de LEDs basados en elementos discretos, para obtener pulsos que controlan interruptores (normalmente de diodo), se utilizaba duplicar la frecuencia del FET [2]. En los LED basados en microchip que aparecieron más tarde, los pulsos de control se obtienen dividiendo la frecuencia de un oscilador de referencia controlado por voltaje (VCO), que está cubierto por un sistema PLL. El FET se compara en un sistema PLL con una frecuencia VCO dividida hasta 19 kHz y proporciona estabilización de frecuencia y fase de los pulsos de control. Recientemente, también han aparecido en el mercado nacional LED clave similares en diseño de microchip (microcircuitos A290, TA7342, TA7343, etc.). Esto permite a los radioaficionados crear LED simples para recibir transmisiones estéreo en la banda de 88 ... 108 MHz, cuya transmisión comenzó hace 5 a 6 años y se está generalizando en nuestro país. Sin embargo, con las conocidas ventajas de los LED clave, como la simplicidad de la implementación del circuito (especialmente en un diseño de microcircuito), la buena separación de canales, esta clase de LED, según la profunda convicción del autor, aún no puede proporcionar estéreo de alta calidad. recepción. El caso es que en una señal musical real prevalece la información total - se indica en [1] que el coeficiente de modulación de una subportadora rara vez supera el 30% como máximo el 80% posible, y en una primera aproximación, la señal que pasa por el LED puede considerarse monofónico. De hecho, la constante conmutación de señal que tiene lugar en los LED clave hace que el componente de baja frecuencia se muestree a una frecuencia muy baja (38 o 31,25 kHz), mientras que, según [3], para eliminar la influencia de la frecuencia de muestreo en la señal de baja frecuencia, debe ser mayor que la frecuencia más alta de la señal de baja frecuencia (15 kHz para un sistema con oscilaciones polares moduladas) al menos 4 - 5 veces, es decir ser 60 ... 75 kHz. La consecuencia de tal "procesamiento" de una señal de baja frecuencia es el deterioro del sonido a frecuencias más altas, mientras que los indicadores de calidad formal de los LED obtenidos en una señal de prueba sinusoidal pueden ser muy altos: el coeficiente de distorsión no lineal es 0,2 ... 0,3% o menos. En los LED de matriz, la señal de suma no se muestrea, mientras que la señal de diferencia, cuyo valor, como se mencionó anteriormente, es pequeño, con detección de onda completa resulta ser "muestreada" con una frecuencia dos veces mayor que la de la subportadora, es decir 76 o 62,5kHz. Esto mejora la calidad de la señal de diferencia restaurada y, en consecuencia, las señales a la salida del LED. Las consideraciones anteriores fueron verificadas experimentalmente por el autor al comparar el sonido de los LED de matriz [4] y tecla [5]. A pesar del circuito muy primitivo y la base elemental de la matriz LED, su sonido, según el autor, excedía significativamente el sonido de la tecla LED, que se distinguía por frecuencias altas borrosas y borrosas. La única ventaja del LED clave fue, quizás, solo una calidad ligeramente superior de separación de canales. El eslabón débil de los LED de matriz conocidos es el detector de subportadora de diodo, que se realiza utilizando un transformador de alta frecuencia con un gran número de vueltas del devanado secundario, ya que para obtener un nivel aceptable de distorsión durante la detección de diodo, el voltaje de entrada de el detector debe ser de varios voltios [1]. Las capacidades parásitas del transformador de alta frecuencia resultan significativas, lo que provoca distorsiones de amplitud y fase de frecuencias más altas y empeora la separación de canales. La distorsión de la señal de diferencia se puede reducir significativamente mediante el uso de detectores síncronos, en particular, aquellos basados en interruptores CMOS. Dichos detectores permiten detectar (a diferencia de los diodos) señales de amplitud mínima, incluidas aquellas con una portadora completamente suprimida, lo que tiene lugar en un sistema FET. Introducen distorsiones extremadamente pequeñas, que están prácticamente determinadas por la relación de la resistencia del canal abierto de la llave a la resistencia de entrada de la siguiente etapa, que es recomendable realizar en forma de seguidor de emisor (fuente). Para la formación de pulsos que controlan las teclas CMOS, se pueden usar absolutamente las mismas soluciones de circuito que en los LED de teclas "estándar", es decir VCO con PLL y divisor de frecuencia. Teniendo en cuenta las consideraciones anteriores, se desarrolló la propuesta de SD para un sistema con un FET, cuyo diagrama esquemático se muestra a continuación. Principales características técnicas de SD
El dispositivo consta de cuatro bloques funcionales:
La señal de entrada (directamente desde la salida del demodulador de FM del receptor o sintonizador), que, por regla general, tiene un valor de 60 ... 90 mV, se alimenta al bloque amplificador A1, hecho en los transistores VT1, VT2 (Figura 1). Desde la salida del amplificador, el KSS pasa al circuito R11 C6, que corrige la predistorsión de la señal total (t = 50 μs). La parte armónica de la señal (bandas laterales de la subportadora más FET) a través del capacitor C5, que junto con las resistencias R12 y R14 forma un filtro de paso alto, que suprime parcialmente la señal total, se alimenta a la base del transistor VT5 . Los transistores VT5 y VT6 amplifican las bandas laterales de la subportadora de 38 kHz moduladas por la señal de diferencia, que se asignan a un circuito oscilatorio de baja calidad (Q = 6), que consta del devanado del transformador T1 y el condensador C8, y se alimenta al máximo. detector de clave de onda en las teclas del microcircuito DD1.
La señal diferencial seleccionada de polaridad positiva y negativa de las salidas de los seguidores del emisor VT7, VT8 y VT9, VT10 a través de las resistencias de corte R21 y R26 (ajustar la separación de canales) se alimenta a las matrices R24R25, R28R29. Aquí, a través de la resistencia R11, se suministra la señal total. Las señales de los canales A y B seleccionadas en las matrices se alimentan a un filtro de paso bajo activo (LPF), hecho de acuerdo con el esquema común para tales dispositivos (Fig. 3), y luego a la salida del LED.
El modelador de pulsos de control A2 (Fig. 2) consta de un VCO en los transistores VT1, VT2 (f = 76 kHz) con un PLL en la tecla DD1.1 y el amplificador operacional DA1 [6] y un divisor de frecuencia en los disparadores del Microcircuito DD2, que genera pulsos "meandro" con una frecuencia de 38 kHz para controlar las teclas del detector y una onda cuadrada con una frecuencia de 19 kHz para el sistema PLL. Cabe señalar que el generador RC aplicado tiene una estabilidad térmica muy alta, determinada prácticamente solo por el TKE del capacitor C9, sin embargo, es muy sensible a la inestabilidad de la tensión de alimentación, la cual debe ser lo más baja posible.
Para obligar al LED a cambiar al modo "Mono" con el interruptor SA2 (Fig. 5), por ejemplo, en caso de recepción incierta, se proporciona una tecla de transistor VT4 (Fig. 1), que bloquea la entrada del canal diferencial cuando se aplica un voltaje positivo (apertura) a su base. La segunda tecla en el transistor VT3 le permite "apagar" el canal total con el interruptor SA1 instalado directamente en la placa de la unidad A1 (esto puede ser necesario al ajustar el dispositivo). En este caso, solo la señal de diferencia pasa a la salida del LED, lo que es conveniente para controlar "de oído" al configurar el decodificador o para el control subjetivo de la calidad de la señal recibida, ya que las condiciones de recepción insatisfactorias afectan principalmente a la diferencia. señal.
La unidad de indicación estéreo y automatismo estéreo A4 se ensambla de acuerdo con el esquema que se muestra en la fig. 4. El principio de funcionamiento del prototipo de este dispositivo, que es un detector FET síncrono con un elemento de umbral (comparador), se describe en detalle en [6]. El dispositivo propuesto se diferencia del original por la presencia de un amplificador de señal de entrada en un transistor VT1 y un amplificador inversor de señal de salida en un transistor VT2. En lugar de un comparador especializado K521CA1, como ha demostrado la práctica, se pueden usar amplificadores operacionales de propósito general con transistores bipolares en la entrada (UCM = 5 ... 10 mV), corregidos para ganancia unitaria.
Detalles. Los condensadores C6, C8 del bloque A1 y C9 del bloque A2 deben ser de mica, poliestireno o vidrio esmaltado con una tolerancia de ± 5%. La resistencia R11 del bloque A1 debe tener la misma tolerancia. En lugar de los transistores KTZ102V aplicados, puede usar otros de la misma serie, así como KT315B, KT342A con h21e> 200. Los transistores KT209 pueden tener cualquier índice de letras. No es deseable reemplazarlos con transistores p-n-p de alta frecuencia. Si aún se deben usar tales transistores (KT3107, KT361, etc.), entonces se deben instalar capacitores con una capacidad de 68 - 100 pF entre su base y el colector. El transformador T1 del bloque A1 está enrollado en un marco estándar de cuatro secciones con un recortador hecho de ferrita 400NN de bobinas heterodinas de receptores de radio MW y LW. Los devanados se enrollan simultáneamente con tres hilos: dos PEV 0.1 y uno PELSHO 0,09. El número de vueltas es 410. El devanado del cable PELSHO 0,09 es el devanado primario y secundario (cables PEV 0,1) con un grifo desde el medio que se obtiene conectando el extremo de un devanado al comienzo del otro. El diseño del dispositivo no es crítico: durante la creación de prototipos, los bloques se conectaron entre sí mediante conductores no blindados de hasta 20 cm de largo sin efectos indeseables en el funcionamiento del LED. Cuando se instala en el receptor, el LED debe colocarse lo más lejos posible de los circuitos de las unidades de salida de la audiofrecuencia o colocarse en la pantalla para evitar interferencias de alta frecuencia del VCO y divisores de frecuencia. Establecimiento. En el caso de utilizar piezas reparables para la fabricación del dispositivo, los modos de los elementos para corriente continua se configuran automáticamente. Si el voltaje de suministro difiere del nominal (dentro de 12 ... 15 V), el valor de la resistencia R1 del bloque A2 se selecciona de modo que el voltaje en el punto de unión de las resistencias R1 y R2 sea 3 ... 3.3 V. Al seleccionar la resistencia R1 del bloque A4, el voltaje se establece en el colector del transistor VT1 igual a la mitad del voltaje de suministro. El transformador T1 del bloque A1 se sintoniza a una frecuencia de 38 kHz aplicando un voltaje de esta frecuencia desde un generador externo (15 ... 20 mV) a la entrada del LED. El voltaje se controla en el devanado secundario del transformador T1. El factor de calidad requerido (Q=6) lo establece la resistencia de corte R15. A continuación, el LED se conecta a la salida del detector del receptor con un rango de 88 ... 108 MHz (a los circuitos de corrección, si los hay) y el receptor se sintoniza en una estación recibida con confianza. El canal de suma se desconecta mediante el interruptor SA1 del bloque A1. La unidad de automatización estéreo, por supuesto, debe estar desactivada. Al ajustar la resistencia R14 (y también, si es necesario, R13, aproximadamente), los dispositivos del modelador de pulso de control A2 logran la apariencia de una señal de diferencia detectada en la salida del SD; esto es fácil de hacer "de oído". Luego verifique la estabilidad de la recepción de la señal de diferencia (es decir, la claridad del PLL) al cambiar el rango. La banda de captura (y retención) del PLL se puede ajustar dentro de ciertos límites cambiando el valor de la resistencia R8. Después de eso, el canal de suma se enciende y, con la ayuda de las resistencias de ajuste R21 y R26 del bloque A1, se logra la máxima separación de canales. La forma más sencilla de hacer esta operación es al recibir grabaciones de bandas de rock de los años 60 y 70, cuando se practicaba la separación casi total de instrumentos por canales. Es posible mejorar aún más la separación de canales cambiando el factor de calidad del transformador T1 del bloque A1 dentro de ciertos límites seleccionando la resistencia R15, que permite compensar en cierta medida las distorsiones de frecuencia-fase introducidas por un FM específico camino. Sin embargo, cabe señalar que este ajuste es interdependiente con el ajuste de separación de canales descrito anteriormente. Puede determinar las salidas de los canales LED (izquierda-derecha) utilizando un receptor estéreo (radio) de "referencia". Cabe señalar que es difícil sintonizar con precisión el transformador T1 de acuerdo con la señal recibida a una frecuencia de 38 kHz, ya que, como ya se señaló, la subportadora en el sistema FET está completamente suprimida y está ausente en las pausas de transmisión. Aquí puede usar el siguiente truco: con el receptor sintonizado en la estación (hay un modo de captura PLL), desoldar temporalmente el capacitor C5 de la base del transistor VT5 del bloque A1. Luego, a la base de este transistor, a través de un capacitor con una capacidad de 10 ... 15 pF, aplique pulsos con una frecuencia de 1 kHz desde la salida 2 o 2 del microcircuito DD2 del bloque A38 y, controlando el voltaje en T1 con un osciloscopio, ajuste el transformador T1 a la señal máxima. En este caso, el transformador T1 estará finamente sintonizado a una frecuencia de 38 kHz. Por último, se ajusta la unidad de indicación estéreo / automatización estéreo A4 (si está instalada). La resistencia R8 de este bloque regula el umbral del comparador para que, en presencia de una señal estéreo, el LED HL1 se encienda claramente. En ausencia de una señal y al cambiar el rango de iluminación (y "parpadeo"), el LED no debería estarlo. Si el voltaje en la entrada del LED difiere del recomendado (60 ... 90 mV), puede ser necesario ajustar la ganancia de la cascada en el transistor VT1 seleccionando la resistencia R4 (en este caso, deberá configurar nuevamente el modo DC de este transistor). La calidad de sonido de un receptor de aficionado con el LED descrito se comparó con la calidad de sonido de la recepción de rutas estéreo con LED en los microcircuitos TA7342 y TA7343. La escucha se realizó mediante un amplificador de válvulas con una potencia de salida de 2x15 W y sistemas acústicos 25AC-033, así como auriculares estéreo. Se observó una mayor transparencia y un sonido natural del LED propuesto. La separación de canales prácticamente no difería de la de los LED de "referencia". Literatura
Autor: A.Kiselev, Moscú
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