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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Receptor heterodino síncrono de señales VHF FM. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / recepción de radio La complejidad del diseño de este receptor en comparación con los receptores VHF FM síncronos simples populares entre los radioaficionados, según el autor, se justifica por la mejora en las características principales: sensibilidad y estabilidad de funcionamiento. El receptor de señales VHF FM aquí descrito para el rango de 65,8 ... 73 MHz. difiere de los publicados anteriormente por una mayor sensibilidad y la ausencia de desventajas inherentes tales como la inestabilidad de sintonización y la sintonización espontánea a una señal más fuerte del canal adyacente. La sensibilidad de los receptores heterodinos síncronos está limitada por eso. esa "deriva cero" del amplificador de CC afecta el nodo de control de frecuencia del oscilador local y provoca inestabilidad en la sintonización del receptor. En el diseño desarrollado por el autor, se reduce debido al hecho de que en lugar de amplificadores de voltaje de CC, se utilizan amplificadores de voltaje de CA, se logra una disminución en la "deriva cero", lo que permitió aumentar la sensibilidad del receptor, que ahora es de unos 8 μV. Además, el limitador de amplitud ZL1 reduce el cambio de voltaje en el nodo de control de frecuencia del oscilador local, por lo tanto, bajo la influencia del voltaje de control, la frecuencia del oscilador local no cambiará en más de 100 kHz. Por lo tanto, se excluye la sintonización espontánea a una estación de radio adyacente en frecuencia. El receptor consume una corriente de unos 34 mA. Su diagrama de bloques se muestra en la Fig. una.
La señal recibida de la antena a través de un filtro de paso bajo de dos secciones Z1 y un amplificador de alta frecuencia A1 se alimenta a la entrada de señal del mezclador U1. Su otra entrada recibe el voltaje G2 del oscilador local. Si las frecuencias de la señal y el oscilador local no son iguales, entonces se forma un voltaje de batido alterno en la salida del mezclador, que a través del filtro de paso bajo Z2, el amplificador de baja frecuencia A2. el sumador A3 y el limitador de amplitud ZL1 se alimentan a la unidad de control de frecuencia del oscilador local U5 y cambia la frecuencia del oscilador local G2 de tal manera que la diferencia de frecuencia instantánea entre la señal y el oscilador local disminuye a aproximadamente 72 Hz. Este valor de frecuencia está determinado por el límite de ancho de banda inferior del amplificador de graves A2. La señal de la salida del filtro de paso bajo Z1 también va a la entrada de señal del modulador U2, cuya segunda entrada recibe un voltaje alterno de forma rectangular con una frecuencia de 20 kHz de un generador auxiliar de baja frecuencia G1 . Como resultado, se forma un voltaje de alta frecuencia modulado en amplitud en la salida del modulador, que se alimenta a través del amplificador de alta frecuencia A4 a la entrada de señal del mezclador U3 (fc), cuya segunda entrada recibe el voltaje del oscilador local G2 (fg). En la salida del mezclador aparece un voltaje alterno con una frecuencia de 20 kHz. modulada en amplitud por oscilaciones de la diferencia de frecuencia (es decir, la frecuencia de pulsación fb = fc - fg). que a través del filtro de paso bajo Z3. el amplificador de baja frecuencia A5 se alimenta a la entrada de señal del demodulador U4. La segunda entrada del demodulador recibe una tensión alterna con una frecuencia de 20 kHz del generador G2. A la salida del demodulador, se forma una tensión alterna, cuya frecuencia es igual a la diferencia instantánea entre las frecuencias de la señal y el oscilador local, luego pasa por un filtro de paso bajo de dos secciones Z4. el sumador A3 y el limitador de amplitud ZL1 ingresan a la unidad de control de frecuencia del oscilador local U5 y cambian la frecuencia del oscilador local G2 de tal manera que el receptor PLL cambia del modo de pulsación al modo de retención. La diferencia entre las frecuencias de la señal y el oscilador local, en el que se produce la transición al modo de régimen libre, está determinada por la frecuencia de corte del filtro Z2 y es de 10.6 kHz (en una señal mínima). Por lo tanto, cuando el sistema PLL funciona en el modo de retención (sincronización), las variaciones rápidas de frecuencia (72 Hz < f < 10,6 kHz) se compensan mediante un canal que consiste en un filtro de paso bajo Z1, un amplificador de alta frecuencia A1, un mezclador U1, filtro de paso bajo Z2. amplificador de baja frecuencia A2, sumador A3, limitador de amplitud ZL1, unidad de control de frecuencia U5 y oscilador local G2. Las desviaciones de frecuencia lentas (< 330 Hz) se compensan mediante un canal compuesto por el modulador U2, el amplificador de alta frecuencia A4, el mezclador U3 y el filtro de paso bajo Z3. un amplificador de paso bajo A5, un demodulador U4, un filtro de paso bajo Z4 y un oscilador G1. Una tensión alterna de frecuencias de audio (72 Hz < fz < 10.6 kHz), proporcional a la desviación del valor instantáneo de la frecuencia de la señal en la entrada del receptor, se alimenta desde el amplificador de baja frecuencia A2 a la salida del receptor. Las características dinámicas del sistema PLL están determinadas por la amplitud de la señal de entrada y la forma de la respuesta de frecuencia del filtro de paso bajo Z2. que es un circuito RC de un solo enlace. La forma de la respuesta de frecuencia de un sistema PLL de lazo abierto es similar a la forma de la respuesta de frecuencia de un enlace de primer orden, por lo que el sistema PLL opera en modo de sincronización con un rango suficientemente grande de amplitudes de señal de entrada. El receptor no tiene un sistema AGC, por lo tanto, a una amplitud muy grande de la señal de entrada, el sistema PLL se autoexcita (modo cuasi-sincronismo). Pero incluso en este caso, el receptor permanece operativo, ya que la autoexcitación del sistema PLL no afecta la calidad de la señal de salida (la frecuencia de las autooscilaciones en el sistema PLL resulta ser superior a 50 kHz). La selectividad del receptor en el canal adyacente está determinada por los parámetros del filtro de paso bajo Z2, y la selectividad de los canales de recepción de espurias (sobre los armónicos del oscilador local) está determinada por los parámetros del filtro de paso bajo Z1. El diagrama de circuito del receptor se muestra en la fig. 2.
La señal de la antena a través del condensador de acoplamiento C1 y el filtro de paso bajo. formado por condensadores C2 - C4 y bobinas L1.12. ingresa al IF, hecho en el transistor VT1. Este amplificador sirve para reducir la penetración de las oscilaciones del oscilador local en el circuito de entrada, su amplificación es pequeña y asciende a Ku < 5. El transistor está conectado de acuerdo con un circuito de base común, lo que garantiza una alta linealidad UHF y mejora la inmunidad al ruido del receptor (UHF en el transistor VT4 también se realiza de acuerdo con un esquema similar) . La impedancia característica del filtro Z1 es cercana a los 75 ohmios. y su frecuencia de corte es de 75 MHz. elementos R6. C8. R8. C9 forma un cambiador de fase que cambia la fase del voltaje de alta frecuencia suministrado al mezclador, hecho en el transistor VT2. varias decenas de grados. Esto es necesario para aumentar la sensibilidad del receptor. La cosa es. que en el modo de retención (sincronización), el cambio de fase de las oscilaciones de la señal y el oscilador local que ingresa al mezclador VT5. cerca de 90. Al mismo tiempo, debido al retraso de la señal de alta frecuencia en el modulador VT3, el cambio de fase entre la señal y las oscilaciones del oscilador local en las entradas del mezclador VT2 pueden diferir de 90 °. Al recibir señales débiles moduladas en frecuencia con una gran desviación de frecuencia, esto puede provocar fallas de sincronización a corto plazo en los momentos de máxima desviación de frecuencia. Una cadena que consta de elementos R6. C8. R8. C9. proporciona un retraso adicional de la señal de alta frecuencia, lo que le permite establecer el cambio de fase de las oscilaciones en las entradas del mezclador VT2 a aproximadamente 90 °. La construcción de los filtros de paso bajo Z2 y Z3 (en los elementos R10. C12 y R26. C29, respectivamente) y los amplificadores de baja frecuencia A2 y A5 (en los microcircuitos DA1 y DA3) de ambos canales es el mismo y solo difiere en las clasificaciones de los elementos utilizados. La señal de baja frecuencia se toma de la salida DA1. los elementos R11, C15 se utilizan para corregir la distorsión previa de alta frecuencia. Las funciones del sumador A3 y el limitador de amplitud ZL1 son realizadas por el chip DA2. El modulador U2 está hecho en el transistor VT3 y el demodulador U4 en el transistor VT6. El papel del filtro de paso bajo Z4 lo realizan los elementos R30, C30. R31. C31. El seguidor de emisor en el transistor VT7 reduce la influencia del sumador en los parámetros del filtro de paso bajo. La unidad de control de frecuencia U5 se fabrica en un varicap VD1, el oscilador local G2 se basa en los transistores VT8, VT9. y el generador auxiliar de baja frecuencia G1 está en el chip DD1. La inclinación de la unidad de control de frecuencia Sγpr - 35 kHz / V. por lo tanto, con una desviación de frecuencia (f \u50d 19 kHz), el voltaje de frecuencia de audio en el capacitor C1,5 es de aproximadamente 15 V, y en la salida del receptor (en C0,3) es de aproximadamente XNUMX V. El receptor se sintoniza a la frecuencia de la estación de radio cambiando la inductancia de la bobina del oscilador local L3. El receptor está montado en una caja fabricada en chapa de duraluminio. En su fabricación, se utilizó una instalación con bisagras. El oscilador local está encerrado en una pantalla, además, está conectado a los capacitores C19 (circuito de control), C41 (potencia) y a las puertas de los transistores VT2 y VT5 (señal del oscilador local) con segmentos de un cable coaxial de televisión. Por si acaso, el cable que conecta el pin 10 DD1 a la puerta del transistor VT3 está blindado, pero esto no es necesario. El dispositivo se puede utilizar resistencias fijas MLT-0,125, condensadores cerámicos, por ejemplo. TC o CM. Los condensadores C2 - C4, C37 - C39, C42, C43 deben tener un TKE pequeño. Condensadores de óxido - cualquier tipo. Como transistores VT1, VT4, VT8 y VT9, además de los recomendados en el diagrama, se pueden utilizar otras microondas de estructura adecuada y con una frecuencia de corte superior a 900 MHz, capacidades de transición no superiores a 2 pF y un corto constante de tiempo del circuito OS (no más de 10 ... 15 ps). Para los transistores VT1 y VT4, la constante de tiempo del circuito OS y la figura de ruido son especialmente importantes. Si es necesario reemplazarlos, KT368, KT3109, KT325, KT355, KT372 con índices de letras correspondientes a los parámetros anteriores son adecuados. Como VT6 y VT7, puede usar cualquier estructura correspondiente de alta frecuencia: KT312. KT3102. KT3107 con cualquier índice de letras, etc. En lugar de K157UL1A (DA1 y DA3), puede usar K157UL1B, K157UD2 (DA2) reemplazará completamente cualquier amplificador operacional de propósito general que pueda operar con el voltaje de suministro indicado en el circuito. Como VT2, VT3, VT5, KP327 con otros índices de letras es adecuado. Las bobinas L1 - L3 están enrolladas en marcos con un diámetro exterior de 6 mm con alambre PEL-1 de 0.45 mm y contienen cinco vueltas cada una. Su inductancia es regulable con trimmers de latón y con rosca M5. Con una instalación adecuada y componentes de radio reparables, configurar el receptor es extremadamente simple. Es necesario establecer un voltaje de +12 V en el capacitor C19 con una resistencia variable R4.5 y luego, girando el trimmer de bobina L3. Sintonice el receptor a una estación de radio para obtener la mejor calidad de sonido. En presencia de interferencia, puede ser necesario ajustar con mayor precisión el límite del filtro de paso bajo con los potenciómetros de las bobinas L1 y L2. Para reducir la inductancia mutua, estas bobinas deben colocarse de esa manera. para que los ejes sean perpendiculares. Los parámetros del receptor se pueden mejorar. Por ejemplo, para aumentar la supresión de canales de recepción espurios en los armónicos del oscilador local mediante el uso de un filtro de paso bajo de tres secciones en la entrada del receptor. Pero en este caso, es deseable proteger las bobinas del filtro. Al reducir la resistencia de la resistencia R13, es posible aumentar el ancho de banda de captura en las frecuencias de audio y, por lo tanto, aproximadamente duplicar la sensibilidad del receptor. Pero aquí se requiere más precisión al sintonizar el oscilador local. Desafortunadamente, esto empeora la relación señal/ruido a la salida del receptor. Tendrás que elegir lo que es más importante en las condiciones de recepción específicas. Autor: A. Sergeev, Sasovo, región de Ryazan
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