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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Problemas en el diseño de amplificadores con retroalimentación general. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Amplificadores de potencia de transistores Recientemente, ha habido otra oleada de discusiones sobre un tema que puede llamarse condicionalmente "a favor" o "en contra" de la retroalimentación negativa en los amplificadores. Desafortunadamente, estas discusiones rara vez contienen un argumento racional, al tiempo que demuestran una clara falta de conocimiento sobre las "pequeñas cosas" de trabajar y diseñar sistemas con FOS. La situación se complica por el hecho de que, en la mayoría de los casos, los dispositivos se citan como justificación de las objeciones al uso de la retroalimentación, que de hecho resultan ser un ejemplo de uso analfabeto o sin éxito de la misma. Y luego, en las peores tradiciones de la lógica escolar, se llega a la conclusión: "¡la retroalimentación es mala!". Al mismo tiempo, los ejemplos del uso correcto de FOS parecen ser cada vez más raros, y muy probablemente debido a la ausencia virtual de literatura moderna sobre este tema. Por eso nos parece especialmente conveniente publicar varios materiales dedicados a características poco conocidas del diseño de amplificadores altamente lineales con retroalimentación. Recordemos que la razón principal de la invención de los amplificadores con retroalimentación por parte de Harold Black en 1927 fue precisamente la necesidad de aumentar la linealidad de los amplificadores utilizados en los sistemas de comunicación telefónica multicanal sobre un par de cables. El problema era que los requisitos de linealidad de estos amplificadores aumentan considerablemente a medida que aumenta el número de canales. Hay dos razones para esto. La primera es que el número de posibles productos de intermodulación que crean interferencia crece rápidamente (aproximadamente cuadráticamente) con el número de canales y es muy sensible al orden de la no linealidad, aumentando factorialmente con su aumento (razón por la cual un espectro armónico corto es obligatorio). requisitos para tales amplificadores). La segunda razón es que a medida que aumenta el ancho de banda de la señal, también aumentan las pérdidas en el cable, por lo que los amplificadores deben colocarse a una distancia más corta (y su respuesta de frecuencia debe ajustarse con más fuerza), y en una ruta de 2500 km su número aumenta a tres mil. Dado que los productos de distorsión en la línea de comunicación están sumados, los requisitos para cada amplificador individual son correspondientemente más estrictos. Para dejar claro qué tan alta es la clase de este equipo, observamos que los amplificadores para sistemas con 10800 canales tienen un nivel de distorsión de intermodulación de tercer orden al final de la banda de paso (60 MHz) de no más de -120...- 126 dB y un valor de diferencia de tono de no más de - 130...-135 dB. La distorsión de intermodulación de orden superior es aún menor. La respuesta de frecuencia de una ruta que contiene de dos a tres mil (!) amplificadores durante su vida útil (aproximadamente 30 años de funcionamiento las XNUMX horas del día) no cambia más que unos pocos decibelios, principalmente debido al envejecimiento del cable. Según los estándares de los equipos convencionales, esto es fantástico, pero en realidad es sólo el resultado del uso competente de OOS. El problema de aumentar la linealidad de los amplificadores X. Black ha estado trabajando en Bell Labs desde 1921. Fue él quien desarrolló casi todos los métodos conocidos de compensación de distorsión, en particular, corrección de distorsión por la llamada conexión directa, así como distorsión. Compensación sumando una señal de salida distorsionada con una señal de distorsión antifase aislada. Estas medidas, por supuesto, surtieron efecto, pero no fueron suficientes. La solución fundamental al problema de la linealidad fue la invención de amplificadores con retroalimentación negativa y, lo más importante, su correcta implementación práctica, lo cual era imposible sin la creación de una teoría adecuada (¡no hay nada más práctico que una buena teoría!). El primer paso en la construcción de la teoría lo dio Harry Nyquist, quien encontró un método que todavía se usa hoy en día para determinar la estabilidad incluso antes de cerrar el circuito de retroalimentación ambiental basado en el tipo de respuesta de frecuencia y respuesta de fase de un sistema de circuito abierto (Nyquist hodógrafa). Sin embargo, no todo es tan sencillo. A pesar de la simplicidad y la aparente obviedad del principio de funcionamiento del OOS, para obtener realmente los beneficios que se pueden lograr con su uso, fue necesario crear una teoría de retroalimentación muy extensa, que de ninguna manera se limita a garantizar la estabilidad. (falta de generación); Su construcción fue prácticamente terminada por el destacado matemático estadounidense de origen holandés, Hendrik Wade Bode, recién en 1945 [1]. Para dejar clara la verdadera complejidad de los problemas, observamos que incluso la primera patente de Black para un amplificador con OOS, que no describe todos los problemas, tiene el volumen de un libro pequeño: tiene 87 páginas. Por cierto, en total X. Black recibió 347 patentes, una parte importante de las cuales están relacionadas específicamente con la implementación de amplificadores con OOS. En comparación con tal volumen de trabajo, todas las afirmaciones de los "subvertidores" modernos, que no han creado nada ni siquiera de un nivel cercano y, a menudo, ni siquiera han leído (o comprendido) las obras de Black, Nyquist y Bode, parecen al menos demasiado seguro de sí mismo. Por lo tanto, la cuestión no es utilizar OOS (en realidad siempre está ahí, aunque no siempre de forma explícita), sino garantizar que este uso sea competente y produzca el resultado deseado. Entonces, ¿a cuál de los "no descritos en los libros de texto" debe prestar atención al diseñar y evaluar el diseño del circuito de amplificadores con retroalimentación? En primer lugar, recordamos que en la fórmula del coeficiente de transferencia (función de transferencia) de un sistema retroalimentado H(s) = K(s)/[1+β(s)K(s)] Aparecen números complejos y funciones, a saber:
Para obtener resultados correctos, los cálculos deben realizarse según las reglas de la aritmética de números complejos [2], algo que a menudo olvidan incluso los autores de libros de texto. Por ejemplo, con un ángulo de fase de amplificación de bucle cercano a ±90°, ±270°, las no linealidades de amplitud del amplificador original se convierten casi por completo en fases (es decir, en modulación de fase parásita, aunque atenuadas por |pK| veces). En este caso, la modulación de amplitud parásita prácticamente desaparece, y los resultados de medición resultantes de la distorsión de intermodulación pueden ser 20...30 dB más optimistas de lo que realmente mostrará el analizador de espectro (y el oído en el caso del UMZCH). Desafortunadamente, esta es exactamente la situación con la mayoría de los amplificadores operacionales y muchos UMZCH. Un buen ejemplo es el amplificador de realimentación de corriente descrito por Mark Alexander [3]. El nivel real de distorsión de intermodulación (en la abreviatura inglesa - IMD) de este amplificador en una señal de dos tonos con frecuencias de 14 y 15 kHz según el analizador de espectro es de aproximadamente 0,01%, lo que está en buena concordancia con la gráfica de armónicos. distorsión versus frecuencia (aproximadamente 0,007% a una frecuencia de 15 kHz). Si la distorsión de intermodulación de este amplificador se mide utilizando el método estándar (solo modulación de amplitud), los valores de IMD resultantes serán mucho más bajos. A una frecuencia de 7 kHz, obtenemos solo un insignificante 0,0002%, y a 15 kHz, alrededor de 0,0015%, que es significativamente más bajo que los valores reales (alrededor de 0,005 y 0,01%, respectivamente). Este efecto también fue mencionado de pasada por Matti Otala [4]. El siguiente punto Es importante entender que el OOS no puede reducir el valor absoluto de los productos de distorsión y ruido traídos a la entrada en comparación con la situación cuando el bucle OOS está abierto, y los niveles de la señal de salida son los mismos en ambos casos. A frecuencias suficientemente altas, la ganancia de cualquier amplificador cae; como resultado, aumenta la señal diferencial en el amplificador con retroalimentación negativa. Por lo tanto, en la región de frecuencias más altas, la entrada y las etapas posteriores inevitablemente comenzarán a mostrar su no linealidad, ya que un aumento en la señal diferencial en un amplificador con OOS puede casi duplicar el valor de entrada [5] debido al cambio de fase. . Tenga en cuenta también que con un circuito de retroalimentación cerrado, los productos de distorsión, especialmente los de orden alto, como los "dientes" de cambiar los brazos de la etapa de salida, son similares a las señales de entrada de alta frecuencia y al filtro de paso bajo de entrada. No puedo ayudar aquí. Por eso, para evitar una expansión catastrófica del espectro de distorsiones de intermodulación al introducir retroalimentación negativa, es extremadamente deseable asegurar una caída más rápida de la envolvente del espectro de productos de distorsión sin retroalimentación negativa que la tasa de caída del bucle. ganar. Desgraciadamente, esta condición no sólo es poco conocida (Bode sólo la insinúa, considerándola obvia), sino que además rara vez se cumple. Por la misma razón, la corrección de frecuencia introducida para la estabilidad no debería conducir a un deterioro de la linealidad del amplificador en todo el rango de frecuencia hasta la frecuencia de ganancia unitaria e incluso ligeramente superior. La forma más obvia de lograr esto es realizar la corrección de tal manera que se reduzca directamente la magnitud de la señal de entrada, como se hizo en el famoso amplificador de M. Otala (Fig. 1). Tenga en cuenta que la "extinción" de la señal diferencial en la entrada mediante la cadena R6C1 utilizada aquí finalmente da un resultado mucho mejor que un circuito de corrección de frecuencia de plantilla del tipo amplificador operacional, a pesar de la presencia en los circuitos emisores de cascadas diferenciales de forzamiento. condensadores C2, C4 C6, que aumentan en gran medida la no linealidad dinámica.
Lo anterior explica la conveniencia de un amplio margen de linealidad en las etapas que preceden a aquellas en las que se forma el decaimiento principal de la respuesta de frecuencia: en amplificadores con retroalimentación, esto es necesario en primer lugar para evitar una expansión significativa del espectro de productos de distorsión. . Para aumentar la linealidad de las etapas de entrada, a menudo se recomienda utilizar transistores de efecto de campo en ellas; sin embargo, esta recomendación tiene algún sentido solo cuando se utilizan transistores de efecto de campo discretos con un voltaje de corte alto (más de 5 V ) y configurar el modo apropiado (aproximadamente la mitad de la corriente inicial, sin embargo, la amplificación de dicha etapa es pequeña). Las etapas amplificadoras basadas en transistores bipolares, con la introducción de retroalimentación local, que proporcionan la misma transconductancia efectiva y funcionan con la misma corriente que las cascadas basadas en transistores de efecto de campo, siempre proporcionan una linealidad significativamente mejor, especialmente a altas frecuencias, debido a una mejor relación. de capacitancia de paso a transconductancia [6]. El uso de amplificadores operacionales estándar con una entrada de "campo", en los que los transistores de entrada, para lograr estabilidad térmica, funcionan en un modo distante del corte en aproximadamente 0,6...0,7 V, da una ganancia en linealidad solo en comparación con una etapa diferencial en transistores bipolares, en los que las resistencias del emisor no caen más de 0,1...0,2 V. En amplificadores operacionales de alta velocidad con una entrada "bipolar", la caída de voltaje a través de las resistencias del emisor no suele ser inferior a 300...500 mV, por lo que la linealidad de sus etapas de entrada es mayor y su capacitancia de entrada es menor. Es por estas razones que los amplificadores operacionales de efecto de campo de alta velocidad y altamente lineales (como el OPA655 y el AD843) generalmente se construyen como una combinación de etapas de transistores bipolares con seguidores de flujo de entrada. Para aumentar la linealidad de las etapas de entrada, es más efectivo usar retroalimentación local dependiente de la frecuencia, que simultáneamente proporciona la disminución necesaria en la respuesta de frecuencia y el aumento de la linealidad (por ejemplo, con inductores en los circuitos emisores de las etapas de entrada [7]). La protección ambiental local dependiente de la frecuencia reduce la pérdida de profundidad de la protección ambiental general en la banda de frecuencia operativa; es aplicable tanto en etapas de amplificación de voltaje (por ejemplo, en amplificadores operacionales LM101, LM318, NE5534 [8]), como en etapas de salida (por ejemplo, en amplificadores operacionales OR275, LM12 y en microcircuitos UMZCH TDA729x y LM3876 / 3886 ). Por lo tanto, al desarrollar un amplificador con retroalimentación, es necesario garantizar una linealidad aceptable (al menos no peor que un pequeño porcentaje) y una mejor estabilidad de las características sin retroalimentación precisamente en la región de frecuencia donde la ganancia de bucle es pequeña, y no a bajas frecuencias. , donde la ganancia del bucle es alta. Una serie de medidas para mejorar la linealidad en frecuencias bajas y medias (por ejemplo, la introducción del llamado enlace de seguimiento en un amplificador cascode) conduce simultáneamente a un deterioro en la estabilidad de las características y (o) una disminución en la linealidad en HF. Por lo tanto, su introducción en amplificadores con retroalimentación no es práctica. En el caso de utilizar OOS local, para obtener buenos resultados es necesario optimizar sus características de frecuencia, ya que cada una de ellas no solo aumenta la linealidad de una determinada cascada sino que también reduce la ganancia del bucle en el circuito OOS general. Ésta no es una tarea trivial; no se puede realizar sin un modelado y una optimización por computadora muy cuidadosos. Como regla de primera aproximación, podemos suponer que la opción cercana a la óptima es aquella en la que la contribución de todas las etapas a las distorsiones resultantes del amplificador con retroalimentación negativa (¡con un circuito de retroalimentación cerrado!) es aproximadamente la misma. Además, para amplificadores con retroalimentación general, la ausencia de fallas de seguimiento dinámico en el circuito de retroalimentación es crítica. Esto significa que las no linealidades dinámicas son inaceptables y provocan cambios bruscos en las características, por ejemplo, debido al bloqueo o saturación (cuasi-saturación) de los transistores o debido a la aparición de corrientes de red en las lámparas cuando se suministra una señal a través de un condensador de aislamiento. Si tales fenómenos no pueden excluirse por alguna razón, es necesario tomar medidas para nivelar su influencia en las regiones de frecuencia donde la ganancia del bucle es pequeña (especialmente en la región de frecuencia de ganancia unitaria), utilizando, por ejemplo, OOS local. Un excelente ejemplo es la etapa de salida push-pull NE5534 [8] que utiliza transistores de la misma estructura de conductividad. Parecería que la cascada es muy no lineal: el brazo superior es un seguidor de emisor, el brazo inferior es un transistor con un emisor común. Sin embargo, en el amplificador operacional, debido al aumento en la profundidad de la retroalimentación local con la frecuencia , no hay rastros de pasos" (por supuesto, siempre que la placa esté colocada correctamente). Por lo tanto, la fuente principal de distorsión en este amplificador suele ser precisamente la sobrecarga de la etapa de entrada, que no contiene ( para minimizar el ruido) resistencias del emisor! Sea como sea, no hay aumento en la distorsión en la banda de frecuencia de audio de este amplificador operacional incluso con amplificación con un OOS de 40 dB (p = 0 01) cuando la profundidad de la realimentación total a 20 kHz no supera los 30 dB. La distorsión no supera el 0,005% (y esto con una oscilación de la señal de salida de 20 V de pico a pico), y su espectro está prácticamente limitado al tercer armónico. , conectar una carga de hasta 500 ohmios casi no tiene ningún efecto sobre la distorsión. Entre otros defectos del circuito, la histéresis dinámica (creada por la mayoría de los circuitos diseñados para la conmutación "suave" de los brazos de las etapas de salida push-pull), así como el "corte central", un paso que ocurre a altas frecuencias (una enfermedad estándar de la salida etapas en transistores compuestos según el esquema de Sziklai o basados en amplificadores en paralelo). Desde el punto de vista de la estabilidad, estos defectos equivalen a la aparición de un desplazamiento de fase adicional, que alcanza hasta 80°... 100°. Varios amplificadores operacionales y algunos modelos de amplificadores potentes, para superar estas deficiencias, se utilizan circuitos de derivación de elementos no lineales a lo largo de RF (sistema operativo multicanal). La cuestión de elegir el tipo de respuesta de frecuencia de la amplificación de bucle está bastante bien cubierta en la literatura clásica, por ejemplo, en [1]. La elección del número óptimo de etapas de amplificación, teniendo en cuenta su velocidad relativa, y el diseño de sistemas con FOS multicanal se consideran en detalle en [9], por lo que a continuación solo daremos una breve información. Dado que el nodo UMZCH "más lento" suele ser una etapa de salida potente, el número óptimo de cascadas en el UMZCH desde el punto de vista de la linealidad y la profundidad de la retroalimentación ciertamente no es inferior a tres (como estableció Bode, con una velocidad de transmisión aproximadamente igual). las cascadas, un amplificador de tres etapas es óptimo). En el caso de realizar la corrección con circuitos que eluden las cascadas en RF, el número de cascadas está limitado solo por la complicación del dispositivo. La división del circuito de realimentación general en varios bucles locales, defendida por varios autores, a pesar de la simplificación del diseño, es inapropiada: la cobertura de la realimentación “local” por más de una cascada en el amplificador, como lo muestra Bode, conduce a la pérdida de linealidad potencialmente alcanzable. Por ejemplo, dos cascadas conectadas en serie con una realimentación local de 30 dB cada una tendrán obviamente una linealidad peor que las mismas dos etapas cubiertas por una realimentación común de 60 dB en la misma banda de frecuencia. Por supuesto, existen algunas excepciones a esta regla. Por lo tanto, para formar la respuesta de frecuencia de la amplificación de bucle, es útil utilizar OOS locales dependientes de la frecuencia, cuando en el rango de frecuencias operativas del amplificador están prácticamente apagados y no reducen la profundidad alcanzable de la OOS general. Otro ejemplo es que en los amplificadores de microondas fabricados con componentes discretos, y el cambio de fase preciso introducido por los elementos activos y los circuitos pasivos comienza a exceder el natural, determinado por la caída de la respuesta de frecuencia, la profundidad alcanzable de la retroalimentación general es pequeña. En este caso, en lugar de una OOS general, resulta más práctico utilizar cadenas de OOS locales entrelazadas. El margen de estabilidad de fase en altas frecuencias para UMZCH no debe elegirse por debajo de 20°...25° (más bajo no es confiable) y no es rentable aumentarlo a más de 50°...70° (pérdidas notables en la amplificación área, es decir, en velocidad y profundidad de la protección ambiental). Para aumentar la profundidad de la retroalimentación en la banda de frecuencia operativa, es aconsejable introducir en la respuesta de frecuencia una sección de ganancia de bucle con una pendiente de aproximadamente 2 dB por octava. Es incluso mejor formar la respuesta de frecuencia de una ganancia de bucle como un corte de Bode o estable de Nyquist (con un cambio de fase más allá de 180°), sin embargo, su implementación correcta es bastante compleja y por lo tanto no siempre está justificada. Es por eso que los UMZCH con respuesta de frecuencia de amplificación de bucle "según Nyquist", hasta donde se sabe, no se producen en masa. Los diseños descritos en la literatura tienen limitaciones operativas importantes (en particular, la inadmisibilidad de que las señales de alta frecuencia ingresen a la entrada, la mala recuperación del "recorte" en el voltaje de salida). Eliminar estas limitaciones es posible, pero engorroso. Otro factor de viabilidad muy importante que a menudo se pasa por alto es el diseño de las cascadas cubiertas por la retroalimentación. Debe garantizar la ausencia de picos resonantes parásitos al caer la respuesta de frecuencia y más allá de la banda de paso, lo que obliga a reducir artificialmente la velocidad del amplificador en su conjunto para garantizar la estabilidad (ver ejemplos de la respuesta de frecuencia de amplificadores con bucle de retroalimentación abierto que se muestran en la figura 2).
La presencia de picos parásitos en la respuesta de frecuencia reduce drásticamente la profundidad de la retroalimentación que se puede lograr sin autoexcitación. La curva 1 demuestra la posibilidad de proporcionar un amplio margen de estabilidad (10 dB) a una frecuencia de ganancia unitaria de aproximadamente 2 MHz. La profundidad OOS a 20 kHz es de al menos 40 dB. La curva 2 tiene un pico parásito, cuyo factor de calidad es de aproximadamente 20 (en realidad puede ser más). Para evitar que un amplificador con dicho amplificador se excite (con un margen de estabilidad de solo 2...3 dB), la ganancia del bucle y el ancho de banda operativo de dicho amplificador deberán reducirse 20 veces en comparación con la curva 1, y ¡La probable frecuencia de autoexcitación será cien veces mayor que las frecuencias nominales de ganancia unitaria! Para resumir una breve reseña, observamos que cualquier diseño es un conjunto de compromisos, por lo que es muy importante que las soluciones utilizadas estén interconectadas entre sí y que el diseño represente un todo único. En relación con UMZCH, por ejemplo, no existe ninguna razón particular para lograr específicamente una profundidad de retroalimentación superior a 80...90 dB en la banda de frecuencia de audio, ya que la principal fuente de productos de distorsión en este caso ya no serán los elementos activos, sino constructivos, por ejemplo, la interferencia de las etapas de salida push-pull. Está claro que en tal caso es más importante un desarrollo cuidadoso del diseño, como se hizo en uno de los diseños del autor [10] o en amplificadores extranjeros de las marcas Halcro y Dynamic Precision. Literatura
Autor: S. Ageev, Moscú
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