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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Amplificador de potencia lineal híbrido. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Amplificadores de potencia de RF En los transceptores de onda corta, la vía de transmisión suele contener un potente amplificador final basado en un tubo de vacío eléctrico y un preamplificador basado en transistores. Al mismo tiempo, hacer coincidir el preamplificador con el final. utilizar circuitos resonantes. También se incluyen circuitos similares entre el preamplificador y el último mezclador de la ruta de transmisión. Tal construcción de la ruta de transmisión del transceptor no puede considerarse óptima. El uso de dos circuitos resonantes conmutables en la entrada y salida del preamplificador complica el dispositivo. Además, la inclusión del colector de un transistor potente en el circuito del circuito resonante puede provocar la aparición de distorsiones no lineales debido a la gran no linealidad de la capacitancia de la unión del colector del transistor. La figura muestra un diagrama de un amplificador de potencia híbrido, en cuya etapa de salida se utiliza una conexión en cascode de un transistor bipolar VT4 conectado según un circuito emisor común y una lámpara VL1 conectada según un circuito de rejilla común. Tal construcción no solo permitió que la baja impedancia de salida de un potente transistor se adaptara bien a la entrada de la lámpara, sino que también aseguró la excepcional linealidad de la característica de amplitud-frecuencia de la cascada. Otra ventaja importante es que tres electrodos resultaron estar "conectados a tierra" en la lámpara: la primera y la segunda rejilla y las placas formadoras de haz. La capacitancia de paso de la lámpara se volvió despreciable, por lo que no hubo necesidad de neutralizarla.
Para aumentar la resistencia de entrada de la etapa terminal, se incluye en su entrada un seguidor de emisor en un transistor VT3. Dado que el emisor de este transistor está conectado directamente a la base del transistor VT4, la corriente de reposo de la etapa de salida puede controlarse mediante una resistencia de ajuste R20 incluida en el circuito base VT3. Para aumentar la linealidad y la estabilidad de temperatura del amplificador, la etapa de cascodo está cubierta por retroalimentación negativa en serie a través de dos resistencias R23 y R25 conectadas en paralelo. Con una corriente de reposo de 25 mA, una tensión de ánodo de 600 V y una potencia de señal en la entrada del seguidor de emisor de 8 ... 10 mW, el amplificador emite al menos 130 W de potencia en todos los rangos de KB. En este caso, la componente constante de la corriente del ánodo es de 330 mA. La distorsión de intermodulación de tercer y quinto orden a una potencia de salida de 140 W no supera los - 37 dB. El amplificador brinda protección al transistor VT4 contra fallas en caso de mal funcionamiento de la lámpara, así como durante los transitorios cuando se calienta. Para hacer esto, el colector del transistor VT4 a través de los diodos VD2, VD3 está conectado al diodo zener VD4 con un voltaje de estabilización de 50 V. Durante el funcionamiento normal del amplificador, los diodos VD2, VD3 están cerrados, ya que el voltaje en el colector VT4 no supera los 35 V. Si por alguna razón la tensión instantánea en el colector supera los 50 V, los diodos VD2, VD3 se abrirán y será desviado por la baja resistencia diferencial del diodo zener VD4. La impedancia de entrada de la etapa cascode (desde la entrada del seguidor de emisor) es prácticamente activa, depende poco de la frecuencia y se acerca a los 400 ohms. Para obtener una potencia de salida de 130 W, basta con tener en la entrada del seguidor del emisor una señal de RF de 1,8 V. Tal nivel bien puede ser proporcionado por un mezclador de transistores. (Si en el transceptor, el último mezclador de la ruta de transmisión se realiza con diodos, entonces la potencia de la señal de RF en la salida del mezclador, por regla general, no supera los 0,06 ... 0,1 mW). Para aumentar la ganancia en la entrada del seguidor de emisor, se incluye un amplificador de banda ancha de dos etapas basado en los transistores VT1 y VT2. La impedancia de entrada del amplificador es de unos 200 ohmios, lo que concuerda bien con la impedancia de salida de los mezcladores de diodos convencionales. La ganancia en el rango de frecuencia 1...30 MHz es casi constante e igual a 26 dB. Para obtener una potencia de salida de 130 W, basta con aplicar una señal con una potencia de 0,05 mW a la entrada del preamplificador, es decir, el amplificador se puede encender directamente a la salida del mezclador de diodos de la KB. ruta de transmisión del transceptor. Cuando no hay señal de RF en la entrada, el amplificador extrae una corriente de aproximadamente 40 mA de una fuente de +15 V y 25 mA de una fuente de +600 V. Por lo tanto, es conveniente "cerrar" el amplificador en modo de recepción. Para ello, las salidas de los inversores DD1-DD3 están conectadas a los circuitos de alimentación de las bases de tres transistores VT1.1-VT1.3. En el modo de recepción, se aplica a sus entradas la lógica 1. En este caso, el potencial en las salidas de los inversores es menor que el voltaje de apertura de los transistores de silicio, como resultado de lo cual se cierran todas las etapas del amplificador. En el modo de transmisión, las entradas de los inversores son lógicamente bajas. El potencial en las salidas de los elementos DD1.1-DD1.3 se vuelve alto y el amplificador se abre. La resistencia equivalente de la etapa de salida del amplificador es de unos 900 ohmios. Los valores calculados de los elementos reactivos del bucle P para hacer coincidir el amplificador con la antena se dan en la tabla.
Nota. Para usar el amplificador en el rango de 1,8 MHz, reduzca el voltaje del ánodo a 300 V y conecte la segunda rejilla de la lámpara VL1 al diodo zener VD4. El valor de pasaporte de la disipación de potencia permitida en el ánodo de la lámpara 6P45S es de 35 vatios. En este amplificador, con una corriente de ánodo de 330 mA, se disipa una potencia de unos 70 vatios en el ánodo de la lámpara. Sin embargo, esto no reduce significativamente la confiabilidad de la lámpara, ya que la disipación de potencia alcanza los 70 W solo en los picos de la envolvente de la señal SSB o durante las ráfagas telegráficas. La disipación de energía promedio generalmente no excede el valor permitido. Estructuralmente, la lámpara 6P45S y los elementos del circuito P correspondiente se colocan en un compartimento blindado, cuyas conclusiones se obtienen mediante condensadores de paso KTP. Para mejorar el enfriamiento de la lámpara, se deben perforar las cubiertas superior e inferior. Cabe señalar que la lámpara enfría mejor cuando está en posición horizontal. Los transistores VT4 y VT3 se colocan muy cerca del panel de la lámpara y se montan en el chasis para garantizar una buena disipación del calor. Los elementos restantes del amplificador se pueden colocar en las placas de circuito impreso del transceptor. El inductor L6 está hecho en un marco dieléctrico cilíndrico con un diámetro de 14 mm y contiene 270 vueltas de alambre PEV 0,33, enrolladas vuelta a vuelta. El inductor L7 contiene 3 vueltas de cable PEV 0,11 colocado en la resistencia R21. Con una instalación adecuada, el amplificador no requiere sintonización, el único ajuste necesario es configurar la corriente de reposo de la etapa de salida con una resistencia de sintonización R20. Autor: V. Žalnerauskas (UP2NV), Kaunas; Publicación: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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