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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Amplificador de clase EA (Super A, sin conmutación). Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Amplificadores de potencia de transistores (Cinco opciones) Se da una descripción detallada para estudiar el principio de funcionamiento y fabricación. Este amplificador de potencia de audio ha sido diseñado bajo las siguientes condiciones:
¿Cómo funciona? Inicialmente, este UMZCH (Fig. 1) se desarrolló como un modelo para estudiar distorsiones no lineales en amplificadores. Se suponía que las etapas de entrada no tenían distorsión de "paso" en absoluto. Para esto, las cascadas son las más adecuadas, por así decirlo, conectadas en paralelo entre + y - fuentes de alimentación (VT1, VT2), por lo que recibieron el nombre de "paralelo". El emisor VT1(VT2) se conectó a un potencial por debajo del voltaje de entrada negativo para poder controlar el momento y la naturaleza del cierre de VT5(VT6) (modo A, EA, AB, B). Entonces surgió la idea de suministrar a los emisores VT1, VT2 un voltaje de retroalimentación (OOS) a través de R5 (R6) en las cascadas paralelas ya formadas (también son compuestas), lo que reduce el potencial del emisor VT1 (VT2), evitando bruscos cierre y apertura de VT5 (VT6), y así forman corrientes de reposo en el modo EA. Los resultados de la investigación se resumen en un oscilograma de las corrientes de salida (Fig. 2), donde (1) es la corriente en la carga, +I es la corriente VT5, -I es la corriente VT6. Los modos se establecieron deliberadamente para determinar el umbral para la aparición de distorsiones. Punto 2: distorsiones de tipo "paso" en el modo B, cuando VT5 se cerró bruscamente y VT6 aún no se abrió. En el punto 2, son posibles ráfagas de señal con una frecuencia diferente, que están presentes en la composición de la señal o cuando dos frecuencias se alimentan simultáneamente a la entrada del amplificador. Tal PA tiene un alto coeficiente armónico, el HF en él sonará agudo, con matices sibilantes, y la sinusoide tendrá una pendiente creciente de declive-ascenso. El transistor, que se abrió lentamente en señales pequeñas, luego se abre bruscamente, distorsionando la señal. La trayectoria correcta es la línea 3. Se puede ver que se ha formado una sinusoide (período) en relación con la línea 3 (medio período), lo que significa armónicos con frecuencia duplicada (boom). Cuando se mejora el modo B, el área 2 se convierte en un punto brillante y luego desaparece. Además, al estudiar las distorsiones no lineales, quedó claro que las distorsiones de forma de onda y un aumento en el coeficiente armónico (punto 4) ocurren incluso en el modo A con altas corrientes de reposo, si el brazo opuesto se cierra de manera desproporcionada a la señal (demasiado bruscamente), acelerando así el aumento de corriente en la carga. El sonido de tal mente será sonoro, con un eco metálico, como cuando se golpea una pelota de goma. Por esta razón, algunos amplificadores con parámetros altos y corrientes de reposo altas sonaban peor y tenían un sonido natural peor que los amplificadores más simples en términos de circuitos. En el modo A, si la corriente de reposo está rígidamente estabilizada (en este caso, 250 mA, línea discontinua), se produce una ruptura brusca en el punto 5, lo que afecta inmediatamente la linealidad de la característica del brazo inferior (4) que se abre en este momento. En el punto 4 son posibles interrupciones y ráfagas de la señal de salida. Esto significa que no es tanto la corriente de reposo de los transistores lo que es importante, sino su apertura y cierre suaves (lo más cerca posible de la forma de una señal útil). Esto confirma plenamente la corrección de la fuente [1], y permite aplicar el modo económico A (EA) en este PA (Io, líneas 7 y 8 en la Fig. 2). Este modo también se llama Super A, o Sin conmutación (sin conmutación) [1], pero el nombre EA se acerca más a la verdad. El hecho es que EA produce una reducción dinámica de las corrientes de reposo sin degradar los parámetros (¡con una calidad de sonido mejorada!), Lo que reduce el calentamiento de los transistores de salida al reducir las corrientes, aumenta la eficiencia y la eficiencia del amplificador.
El principio del amplificador. (Fig. 3) La señal de entrada se aplica a la entrada no inversora del amplificador operacional y se amplifica a 8V. Desde la salida del amplificador operacional a través de R8, la señal se alimenta a las bases VT3, VT4. Dado que los emisores VT3 y VT4 están conectados a una fuente de voltaje estabilizada, y la fuente de alimentación del amplificador operacional también está estabilizada, la corriente del colector VT3, VT4 depende solo del nivel de la señal y depende poco del voltaje de suministro. De hecho, VT3(VT4) es un generador de corriente controlado para VT5(VT6), lo que significa que la influencia de Upit en la corriente de colector de VT5 también se debilitará. Y la corriente VT11, a su vez, depende de la corriente del colector VT5. Esto significa que en el amplificador no hay modulación de la señal útil por parte de la tensión de alimentación incluso sin realimentación, y la calidad del sonido, especialmente a bajas frecuencias, será la misma que en amplificadores con alimentación estabilizada. Las caídas de energía solo se notarán a la máxima potencia, con un voltaje de salida cercano al voltaje de suministro. Los transistores VT3 y VT5 (VT4 y VT6) forman cascadas compuestas, en las que se introduce un divisor que determina la ganancia. Una combinación tan exitosa hace posible aplicar una señal de retroalimentación negativa (NFB) directamente al circuito emisor VT3 (VT4) a través de R27 (R28), y al mismo tiempo le permite formar fácilmente la operación de las etapas de salida en el EA modo, obteniendo una alta linealidad a una alta velocidad de respuesta y ganancia. La tensión OOS se aplica al emisor VT3 (VT4), evitando su cierre brusco. Incluso cuando se opera con corte de corriente a niveles máximos de señal (osc.6), los transistores de salida se abren suavemente de antemano y no crean distorsión a niveles bajos de señal (la región más favorable para la aparición de armónicos). La ganancia de la parte del transistor del amplificador es igual a la relación R27/R17 (R28/R18)+1. La ganancia de todo el amplificador es igual a la relación R5/R3+1. La sensibilidad del amplificador se establece seleccionando R3. Selección del modo de funcionamiento del amplificador Al desarrollar y probar cualquier UMZCH, la tarea principal es lograr la máxima calidad con un calentamiento mínimo. El amplificador se probó en todos los modos de A a B (Fig. 2, osciladores 6, 7, 8). En este PA, en realidad no hay modo B. El corte de la corriente del lado superior (línea 6) ocurre en una corriente del lado inferior de más de 2A, lo que tiene poco efecto en la forma de la señal útil y en realidad es un modo AB, solo con la formación de un descenso-ascenso según el principio EA. Cabe señalar que la forma de las corrientes de reposo a lo largo de osc.7 está idealizada y prácticamente es el modo A. Eficiencia irracionalmente baja, el calentamiento difiere poco del modo A, mientras que no hay una mejora notable en el sonido. E incluso al revés, (según el autor) el sonido estaba demasiado suavizado, los agudos se perdían en algunas composiciones. En términos de economía, el más ideal es el modo osc.9, con la corriente de reposo bajando a 0 en la señal máxima. La forma de corriente se determinó experimentalmente a la máxima eficiencia (osc. 8, 40 mA, sin corte) y se fabricó la primera versión del amplificador. Luego, al aumentar el OOS local, fue posible aumentar el aumento dinámico de la corriente de los transistores de entrada, lo que redujo los armónicos a la mitad. La calidad del sonido ha mejorado. Al mismo tiempo, resultó que cuando el modo EA lleva la corriente a una sección recta, ya no hay diferencia si hay un corte de corriente o no (osciladores 6 y 8). El sonido apenas cambia. Así se hicieron la segunda y siguientes opciones. Por supuesto, cualquiera puede elegir cualquiera de la familia de características de corriente de reposo (Fig. 2) a su discreción. Para aumentar la corriente residual (funcionamiento sin corte), es necesario reducir R13-R14 a 360 ... 340 Ohm, aumentando la componente constante utilizando R16. Para dar a la corriente de reposo la forma osc.7, es necesario reducir R11-R12 a 5,6 ... 5,1k. (Los cambios deben hacerse con los transistores de salida deshabilitados). La primera versión del amplificador. Su esquema es completamente idéntico al que se muestra en la Fig. 3, y difiere de los siguientes solo en las clasificaciones R13-R14=360 Ohm, R27-R28=4,3k. La corriente de reposo tiene la forma osc.8. La segunda versión del amplificador. (Fig. 3) difiere del primero al cambiar los modos de operación de VT3-VT4 e introducir un modo EA más profundo (lo que significa una subida y bajada más suave de la corriente de reposo). Se ha aumentado el aumento de corriente dinámica en R13-R14 y se ha reducido su componente constante (R15-R16). Además de mejorar la calidad del sonido, esto aumentó la eficiencia de la compensación térmica. El modo EA más profundo redujo significativamente el nivel de los timbres sonoros (armónicos impares) y eliminó casi por completo cualquier coloración del timbre del sonido. Combinado con la impedancia de salida cero del amplificador, esto hace que cualquier altavoz suene de muy alta calidad. Con la elección correcta del amplificador operacional, la selección de transistores por ganancia y las clasificaciones de los elementos para la simetría del hombro, el coeficiente armónico no supera el 0,0006 % a 1 kHz y el 0,002 a una frecuencia de 20 kHz. La corriente de reposo tiene la forma osc.6 (0…5 mA). La tercera versión del amplificador. (Fig. 4) Las formas de mejorar aún más los parámetros se derivan de las características de la base del elemento. Se sabe que la distorsión del amplificador operacional aumenta con la frecuencia, el voltaje de salida y la corriente. Es difícil lograr todos los parámetros altos en un sistema operativo. La salida de esta situación es usar una etapa de búfer de un amplificador operacional con una alta capacidad de carga, es decir inclusión compuesta de dos amplificadores operacionales. El voltaje de salida del primer amplificador operacional se reduce inmediatamente de 2 a 4 veces, el coeficiente armónico es casi el mismo y la ganancia del segundo amplificador operacional (búfer) se duplica. Como primera etapa, es mejor usar un amplificador operacional con transistores de efecto de campo en la entrada, con un Kg muy bajo y el primer polo por encima del rango de audio, y como segundo - un amplificador operacional con TOC, que tienen una velocidad de respuesta de voltaje de salida y una capacidad de carga muy altas. Los amplificadores operacionales TOC de alta frecuencia tienen una distorsión muy baja en el rango de audio. También se sabe que la ganancia y la linealidad de las características del transistor dependen de la corriente del colector, es decir cuanto menor sea el rango actual, menor será la distorsión. La salida es el uso de transistores emparejados en las etapas de salida. En base a esto, se desarrolló una tercera versión del amplificador. Con la selección correcta del amplificador operacional, las ganancias del transistor y las clasificaciones de los elementos para la simetría del hombro, es realista lograr un coeficiente armónico de no más de 0,0005 % por 1 kHz, y no más de 0,001 en todo el rango de frecuencia y potencia.
Cuarta opción de amplificador Su diferencia está en el uso de una fuente de alimentación estabilizada para las etapas previas a la terminal, el uso de amplificadores operacionales FF y la capacidad de ensamblar una placa de circuito impreso en componentes SMD (montaje en superficie), lo que reduce significativamente sus dimensiones. Es necesario seleccionar análogos SMD de los transistores indicados en el diagrama. Como se indicó anteriormente, la calidad del sonido y el nivel de voltaje de salida de este amplificador no dependen de las caídas y fluctuaciones en el voltaje de suministro. El uso de una fuente de alimentación estabilizada para las etapas previas a la terminal en este caso solo da la independencia de la corriente de reposo de los transistores de salida de grandes cambios en el voltaje de la red, y se puede aplicar a pedido del fabricante. La numeración de componentes se deja según las opciones 1 y 2.
Quinta opción de amplificador El uso de transistores compuestos en las etapas finales permitió simplificar la configuración del circuito y del amplificador, lo cual es importante para los radioaficionados principiantes y sin experiencia. Una reducción significativa en sus dimensiones le permite competir en dimensiones con el UMZCH integrado, teniendo parámetros más altos. Al mismo tiempo, la linealidad de ganancia a bajas frecuencias es mayor que la de los microcircuitos UMZCH, el voltaje de salida es mayor a un voltaje de suministro relativamente bajo y la insensibilidad a las caídas de voltaje de suministro, lo cual es especialmente importante para las fuentes de alimentación de tamaño pequeño. El diagrama de la versión de dos canales se muestra en la siguiente figura. En este caso, la unidad organizativa y los reguladores de voltaje VT1-VT2 son comunes.
La opción de amplificador 5 requiere poco o ningún ajuste. Todo se reduce a verificar los voltajes de suministro, la ausencia de un voltaje constante en la salida y establecer la corriente de reposo deseada con los transistores de salida calentados al máximo. La deriva de la corriente de reposo con la temperatura es menor aquí que en la opción 2 debido a la menor ganancia de corriente, pero debido a la gran ganancia de voltaje de los transistores compuestos, es posible una amplificación excesiva y recorte de la señal, lo que no siempre es útil para Altavoces. Por lo tanto, R19-R20 no debe ser inferior a 0,075 ohmios, incluso para altavoces potentes. Si lo desea, puede agregar control térmico y protección de corriente desde la opción 2. Si tiene dificultades para medir la resistencia de 0,075 ohmios, puede salir de la situación de dos maneras. 1) Conecte dos resistencias de 0,15 ohmios o cuatro resistencias de 0,3 ohmios en paralelo. 2) Mida la resistencia de un alambre de constantán o nicromo (por ejemplo, desmontando una resistencia de alambre de 0,51 ohmios, 1 %), alíselo y divídalo con precisión en partes iguales a lo largo, obteniendo la resistencia deseada. Es recomendable estañar los extremos del segmento en una tableta de aspirina y limpiarlo con alcohol. Una pieza de nicromo enderezada no tendrá inductancia y se puede soldar a la placa en forma de puente o soporte. El coeficiente armónico del amplificador de la quinta opción no se midió, pero subjetivamente en términos de sonido no supera el 5% en todo el rango de frecuencia y potencia. Como ejemplo, en la fig. 12-13 muestra la placa de circuito impreso de la versión de dos canales del amplificador. Los transistores de salida son TIP142T/TIP147T en cajas TO-220 y de dimensiones más pequeñas que TIP142/TIP147 en cajas TO-3R. Cuando se integran en parlantes multimedia donde hay vibración, R13-R14 se reemplazan por uno constante 92 ... 100k. En una versión en miniatura, en radiadores pequeños, debe seleccionarse de manera que la corriente de reposo en radiadores fríos sea de 5 ... 10 mA, y cuando se calienta nunca supera los 40 ... 60 mA. Este modo se puede clasificar como AV + EA. Condensador C1 - cerámica de tamaño pequeño, C3 - electrolítico no polar. Parámetros del amplificador completamente dependiente del tipo de sistema operativo utilizado. La potencia de salida sinusoidal máxima posible del amplificador de la segunda opción es de 120 W, pero con una carga de 4 ohmios y una tensión de alimentación superior a +/-35 V, debe limitar la corriente de VT11, VT12 (R33, R34) o encenderlos, de lo contrario, la disipación de potencia en los transistores de salida excederá el máximo permitido. Cuando se aplica una carga de solo 4 ohmios, no es necesario elevar el voltaje de alimentación por encima de +/-35V. Es cierto que esto reducirá la potencia de salida con una carga de 8 ohmios. Según el autor, los altavoces con una resistencia de 6-8 ohmios tienen un sonido más natural, y los altavoces con 4 ohmios tienen más potencia y dinámica. La respuesta de frecuencia del amplificador es lineal desde corriente continua (sin C1) hasta 200 kHz (sin C2, C6), con una suave disminución de la amplitud de 200 kHz a 1 MHz. Cuando se aplicó una señal con una frecuencia de 1 MHz con modulación de amplitud con una frecuencia de 1 kHz a la entrada del amplificador, fue recibida por un receptor de onda media. Se aplicó un voltaje constante a la entrada PA (sin C1) de 0 a 1V en pasos de 10mV, mientras que el voltaje de salida aumentó absolutamente linealmente de 0 a 30V, es decir El amplificador se comportó como un amplificador DC de precisión, lo que indica su alta linealidad de ganancia y, como resultado, bajos armónicos y alta fidelidad de sonido. El amplificador se probó con pulsos rectangulares con una frecuencia de 2 kHz a una carga resistiva de 6 ohmios. En este caso, se obtuvo una velocidad de respuesta del voltaje de salida de 30 V/μs y estaba limitada solo por la fuente de pulsos rectangulares; no se observó distorsión de la forma de la señal ni picos. Tensión nominal de salida = Upit.-5 V. Tensión máxima de salida del amplificador = Upit.-3V. Cuando la tensión de alimentación se reduce mediante una fuente de alimentación regulada bipolar, la amplitud de la señal de salida no disminuye hasta que la fuente de alimentación alcanza el valor Uout + 5V, y cuando Upit = Uout + 3V, la señal de salida se limita gradualmente. La impedancia de salida del amplificador = 0. El amplificador no es sensible al fondo de la fuente de alimentación con un componente variable de hasta 100 mV. Rango de tensión de alimentación: de +/- 25 a +/- 40 V. Las distorsiones se midieron utilizando dos generadores G3-118 y filtros de muesca incluidos en el conjunto. El nivel de distorsión no lineal total, cuando se aplicaron señales de 20 Hz a 20 kHz a la entrada, fue menor que el indicado en [1] (Fig. 8), y estuvo al nivel de interferencia del osciloscopio S1-65A. sí mismo (0,2 ... 0,3 mV a una tensión de salida de 32 V), lo que implica un coeficiente armónico de no más de 0,002%. Lo mismo se mostró mediante mediciones con un analizador de espectro de computadora. Pero al mismo tiempo, el objetivo principal era cumplir la condición 2. El amplificador fue probado y operado a I® = 150 mA con un radiador de alta calidad. A pesar de la cantidad relativamente grande de piezas, el amplificador en sí consta de un microcircuito y 6 transistores (VT3, VT4, VT5, VT6, VT11, VT12). VT1 y VT2 - estabilizadores de voltaje +/- 15 V; VT7, VT8: nodos para compensación térmica de la corriente de reposo de los transistores de salida; VT9, VT10 - limitadores de corriente máxima (6A). VT1, VT2, VT9, VT10, VD1, VD2, R9, R10, R19-R20, R33, R34 en presencia de una fuente separada estabilizada de +/- 15 V y con una disminución en la potencia de salida (Upit. = +/- 25V, Pout 50W) del circuito, puede excluir y hacer una versión simplificada de tamaño pequeño del PA. Dispositivo de compensación de temperatura Cabe señalar que la corriente de reposo del amplificador puede cambiar significativamente cuando los transistores (especialmente VT3-VT4) se calientan y cambia el voltaje de suministro, por lo que debe seleccionar con precisión el punto de operación de los transistores VT7-VT8 (compensadores para cambiar la corriente de reposo de la temperatura y la tensión de alimentación). Al mismo tiempo, las fluctuaciones locales de la corriente de reposo dentro de +/- 20 mA no afectan los parámetros del amplificador. Después de los estudios de los modos térmicos del UMZCH, el autor llegó a las siguientes conclusiones: 1. Puede ocurrir un aumento en la corriente de reposo de los transistores de salida de 2 a 3 veces incluso con un ligero calentamiento del transistor de entrada de menor potencia. , por lo tanto, es deseable controlar los modos de tantas etapas como sea posible. 2. Es deseable colocar cada transistor de salida en un radiador separado sin juntas aislantes y controlar su temperatura. El dispositivo de compensación de temperatura funciona de la siguiente manera. El transistor VT7, un generador de corriente, está montado en un radiador VT11 a través de una junta de mica. (VT8 en radiador VT12). Cuando el radiador se calienta, la corriente VT7 aumenta y se alimenta a través de R23 (R24) al circuito emisor VT3 (VT4), cubriéndolo. Aquí también se suministra la señal para limitar la corriente de los transistores de salida. Al seleccionar las resistencias R21-R22, puede configurar diferentes condiciones de temperatura para el amplificador. En el modo 1, una línea continua (cuando R21, R22 = 100 ohmios), la corriente de reposo será estable hasta 65-70 grados y luego disminuirá bruscamente a 0. En el modo 2 (R21, R22 = 68 ohmios), la corriente de reposo disminuye en proporción a la temperatura, es decir, el dispositivo mantiene la temperatura establecida. En el modo 3 (R21,R22 = 150 ohmios), la corriente de reposo no aumentará al aumentar la temperatura, pero no disminuirá para reducir el calentamiento de los transistores (el dispositivo puede soportar una corriente determinada). Al cambiar la tensión de alimentación del amplificador de +/-25 a +/- 40 V, es necesario seleccionar el valor de R29-R30 para que la compensación en R25-R26 sea de 0,41-0,432 V. El valor de R29-R30 se calcula por la fórmula: R29 (R30), kOhm = Upit. /0,432 - 1k. Cuando los transistores de salida se reinstalaron deliberadamente en radiadores de un área más pequeña, el dispositivo de compensación térmica se reconstruyó y soportó las condiciones térmicas especificadas. En combinación con una baja sensibilidad a las caídas de potencia, esto hace posible integrar este PA en equipos existentes, donde no hay suficiente potencia del transformador de potencia (por ejemplo, "Vega 50U-122S"), o el área de \ radiadores (centro de musica). Por supuesto, es posible ensamblar frecuencias ultrasónicas en microcircuitos, pero (según el autor) no tienen la misma calidad de sonido que los PA en elementos discretos. Detalles y construcción En el amplificador, lo mejor es utilizar un amplificador operacional con una velocidad de respuesta de al menos 50 V/μs con un bajo nivel de armónicos y ruido intrínseco, con transistores de efecto de campo en la entrada. Los transistores VT3, VT4 deben seleccionarse con la mayor ganancia posible, bajo nivel de ruido y una débil dependencia de la temperatura del colector. Como VT5-VT6, es deseable utilizar transistores con una frecuencia de ganancia alta y una capacitancia de colector baja. En el amplificador, es muy posible usar el amplificador operacional doméstico KR574UD1 y transistores con ganancias de 130 - 150 para poder rehacer un amplificador existente (por ejemplo, Amfiton) a partir de las mismas partes. El voltaje máximo permitido de todos los transistores en este caso debe ser de al menos 80V. Dependiendo de la Uout requerida, es necesario cambiar la resistencia R5, observando la condición: (R5/R3)+1=Uout/Uin. Al usar otros transistores de salida (de efecto de campo o cuando se conectan en paralelo), es posible que deba seleccionar la resistencia R31-R32 de acuerdo con la caída de voltaje de 0,55V en ellos en la posición media del motor R16 con VT11-VT12 apagado . Según los cálculos del autor, sobre la base de este circuito, es posible diseñar un PA con un voltaje de salida de 80-100 V. (El amplificador es capaz de producir un voltaje de salida cercano al voltaje de suministro). Los pares complementarios (VT3 - VT4, VT5 - VT6, etc.) de brazos opuestos no deben diferir en la amplificación en más del 5%. Las resistencias ubicadas simétricamente de los brazos superior e inferior también se seleccionan con una tolerancia del 5%. Esta es una condición necesaria para la simetría de la señal de salida y evitar la distorsión no lineal. Las resistencias R33 - R34 constan de dos resistencias de 0,2 ohmios y 2 W conectadas en paralelo, ubicadas una encima de la otra. R33, R34 deben usarse de forma no inductiva. No utilice resistencias de alambre enrollado. La bobina L1 está enrollada en una resistencia R35, contiene 2 capas de alambre PEL 0,8 y está impregnada con barniz o pegamento. L1, C9, R36 están montados en la placa de salida. El área de superficie de los radiadores VT5 - VT6 es de al menos 30 cm, VT1 - VT2 -1..2 cm. Si necesita cambiar el tamaño del tablero, puede moverlo a lo largo de la cuadrícula. Todas las pistas están soldadas. Las pistas que transportan corriente de los circuitos de potencia y las cargas están estañadas con una capa gruesa de soldadura con un tendido de un hilo de alambre de cobre. Para todos los transistores montados sobre radiadores, es obligatorio el uso de pasta conductora de calor, y para los transistores de sensores térmicos, las juntas deben ser de mica. Como C1 y C3-C4, lo mejor es utilizar un condensador electrolítico no polar.
Opción 5 Placa de amplificador dual
Vista desde el lado de soldadura. Tamaño 55x60mm. Las variantes segunda y tercera del amplificador se pueden ensamblar en una placa universal (Fig. 8, Fig. 9). En el caso de equilibrar el amplificador operacional entre los pines 1-8 o 1-5, se coloca un puente en el punto X en el pin 8 o 5. Debe ser confiable para evitar un gran desequilibrio del amplificador operacional. La resistencia R6 se puede cambiar a los puntos + y - 15V en el tablero, o poner un puente, según el tipo de amplificador operacional. Si no se usa el amplificador operacional DA2, la pista debe cortarse en el punto X2. Cuando se usan dos amplificadores operacionales, la resistencia R8 cambia al pin 6 de DA2. Configuración del amplificador Después de verificar la instalación correcta, debe:
Unidad de protección de CA En situaciones de emergencia, cuando la corriente continua fluye a través del altavoz, su bobina se quema, por lo que el uso de la protección del altavoz es un requisito previo para amplificadores potentes. La unidad de protección (Fig. 10) funciona de la siguiente manera.
Rango de tensión de alimentación:..........+/-20…+/-60V
Cuando se enciende la alimentación, el condensador C3 comienza a cargarse (desde la fuente de alimentación a través de R7-R8). Después de 1 seg. el voltaje en él alcanza un valor suficiente para abrir VT3, luego se abre VT4 y el relé conecta la CA al amplificador con sus contactos. Durante el funcionamiento normal del PA, el voltaje alterno de su salida no tiene tiempo para cargar C1-C2, y en caso de emergencia, el voltaje constante de la salida del amplificador abrirá VT1 o VT2 (dependiendo de la polaridad), el voltaje en C3 disminuirá y el relé apagará la CA. En caso de falsas alarmas de protección a alto volumen, se debe aumentar la capacitancia C1-C2. En la fig. 11 y 12. Se recomienda utilizar una unidad de protección de altavoces separada para cada canal. El relé (UP1) debe ser alimentado desde una fuente que tenga una capacitancia de filtro de potencia inferior a la del propio amplificador, de modo que cuando se corta la alimentación, el relé P1 se apaga primero. El relé debe usarse con la mayor área de contacto y fuerza de resorte posibles, porque Los relés en miniatura (especialmente los relés de lengüeta) tienen casos de contactos quemados y la incapacidad de apagarse en caso de emergencia.
Literatura 1. Yu. Mitrofanov. EA en UMZCH. Radio No. 5,1986, XNUMX
Autor: Laikov A. V. (alexandr.laykov@rambler.ru); Publicación: cxem.net
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Comentarios sobre el artículo: Vyacheslav ¿Cuál es la potencia y el contenido armónico del amplificador opción 5?
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