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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Medimos SWR: teoría y práctica. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Antenas. Mediciones, ajuste, coordinación Un dispositivo para medir la calidad de hacer coincidir el alimentador con la antena (medidor SWR) es una parte indispensable de una estación de radioaficionado. ¿Qué información confiable sobre el estado de la economía de la antena proporciona un dispositivo de este tipo? La práctica demuestra que no todos los medidores de ROE fabricados en fábrica brindan una alta precisión de medición. Esto es aún más cierto cuando se trata de diseños caseros. En el artículo que se señala a la atención de los lectores, se considera un medidor de ROE con un transformador de corriente. Los dispositivos de este tipo son muy utilizados tanto por profesionales como por radioaficionados. El artículo da la teoría de su trabajo y analiza los factores que afectan la precisión de las mediciones. Finaliza con una descripción de dos sencillos diseños prácticos de medidores de ROE, cuyas características satisfarán al radioaficionado más exigente. Un poco de teoría Si una línea de conexión homogénea (alimentador) con una impedancia de onda Zo conectada al transmisor se carga con una resistencia Zn≠Zo, en ella surgen tanto ondas incidentes como reflejadas. El coeficiente de reflexión r (reflexión) se define generalmente como la relación entre la amplitud de la onda reflejada por la carga y la amplitud de la onda incidente. Los coeficientes de reflexión de corriente r y el voltaje ru son iguales a la relación de las cantidades correspondientes en las ondas reflejadas e incidentes. La fase de la corriente reflejada (con respecto a la corriente incidente) depende de la relación entre Zн y Z®. Si Zн>Zо, entonces la corriente reflejada será antifase a la incidente, y si Zн El valor del coeficiente de reflexión r está determinado por la fórmula
donde Rn y Xn son los componentes activo y reactivo de la resistencia de carga, respectivamente Con una carga puramente activa Xn = 0, la fórmula se simplifica a r=(Rn-Zo)/(Rn+Zo). Por ejemplo, si un cable con una impedancia característica de 50 ohmios se carga con una resistencia de 75 ohmios, el coeficiente de reflexión será r = (75-50)/(75+50) = 0,2. En la fig. 1a muestra la distribución de la tensión Ul y la corriente Il a lo largo de la línea para este caso particular (no se tienen en cuenta las pérdidas en la línea). La escala a lo largo del eje y para la corriente se toma como Z veces mayor; en este caso, ambos gráficos tendrán el mismo tamaño vertical. La línea punteada son los gráficos de voltaje Ulo y corriente Ilo en el caso cuando Rн=Zо. Por ejemplo, se toma una sección de línea de longitud λ. Con su mayor longitud, el patrón se repetirá cíclicamente cada 0,5λ. En aquellos puntos de la línea donde coinciden las fases de la incidente y la reflejada, la tensión es máxima e igual a Ul max -= Ulo(1 + r) = Ulo(1 + 0,2) = 1,2Ulo, y en aquellos donde las fases son opuestos, es minimo e igual a Ul min = Ulo (1 - 0,2) = = 0,8 Ulo. Por definición, SWR \u1d Ul max // Ul min \u2d 0l8Ulo / 1I5Ulo \uXNUMXd XNUMXIXNUMX.
Las fórmulas para calcular SWR y r también se pueden escribir como: SWR = (1+r)/(1-r) y r = = (SWR-1)/(SWR+1). Notamos un punto importante: la suma de los voltajes máximo y mínimo Ul max + Ul min = Ulo (1 + r) + Ulo (1 - r) = 2Uno, y su diferencia Ul max - Ul min = 2Ulo. En base a los valores obtenidos, es posible calcular la potencia de la onda incidente Рpad = Ulo2/Zo y la potencia de la onda reflejada Pref = (rUlo)2/Zo. En nuestro caso (para SWR = 1,5 y r = 0,2), la potencia de la onda reflejada será solo el 4% de la potencia de la onda incidente. La determinación de la ROE midiendo la distribución de voltaje a lo largo de la sección de la línea en busca de los valores de Ul max y Ul min fue ampliamente utilizada en el pasado no solo en líneas aéreas abiertas, sino también en alimentadores coaxiales (principalmente en VHF). Para hacer esto, usamos la sección de medición del alimentador, que tiene una ranura longitudinal larga, a lo largo de la cual se movía un carro con una sonda insertada: la cabeza de un voltímetro de RF. La ROE se puede determinar midiendo la corriente Il en uno de los hilos de la línea en una sección de menos de 0,5λ de longitud. Habiendo determinado los valores máximo y mínimo, calcule SWR \uXNUMXd Imax / Imin. Para medir la corriente, se utiliza un convertidor de corriente a voltaje en forma de transformador de corriente (TT) con una resistencia de carga, cuyo voltaje es proporcional y está en fase con la corriente medida. Notamos un hecho interesante: con ciertos parámetros del TT, en su salida es posible obtener un voltaje igual al voltaje en la línea (entre los conductores), es decir Utl = IlZo. En la fig. 1b muestra juntos un gráfico del cambio en Ul a lo largo de la línea y un gráfico del cambio en Utl. Los gráficos tienen la misma amplitud y forma, pero se desplazan entre sí en 0.25X. Un análisis de estas curvas muestra que es posible determinar g (o SWR) midiendo simultáneamente los valores de Ul y UTL en cualquier punto de la línea. En las ubicaciones de los máximos y mínimos de ambas curvas (puntos 1 y 2), esto es obvio: la relación de estos valores Ul / Utl (o Utl / Ul) es igual a SWR, la suma es 2Ulo, y el la diferencia es 2rUlo. En los puntos intermedios, Ul y Utl están desfasados, y deben agregarse ya como vectores, sin embargo, las relaciones anteriores se conservan, ya que la onda de voltaje reflejada siempre está en fase inversa a la onda de corriente reflejada, y rUlo = rUtlo. Por lo tanto, un dispositivo que contenga un voltímetro, un convertidor de corriente a voltaje calibrado y un circuito de suma-resta permitirá determinar parámetros de línea como r o SWR, así como Ppad y Rotr cuando se enciende en cualquier parte del línea. La primera información sobre dispositivos de este tipo data de 1943 y se reproduce en [1]. Los primeros dispositivos prácticos conocidos por el autor se describen en [2, 3]. La variante del circuito tomado como base se muestra en la Fig. 2. El dispositivo contenía:
El devanado secundario del transformador T1 está conectado de tal manera que cuando el transmisor está conectado al conector izquierdo de acuerdo con el circuito, y la carga está conectada al derecho, el voltaje total Uc + UT se suministra al diodo VD1 , y la diferencia de tensión se aplica al diodo VD2. Cuando una carga de referencia resistiva con una resistencia igual a la impedancia de onda de la línea se conecta a la salida del medidor SWR, no hay onda reflejada y, por lo tanto, el voltaje de RF en VD2 puede ser cero. Esto se logra en el proceso de balanceo del dispositivo al igualar los voltajes UT y Uc usando un capacitor de sintonización C1. Como se muestra arriba, después de dicho ajuste, la magnitud de la diferencia de voltaje (en Zн≠Z®) será proporcional al coeficiente de reflexión r. Las mediciones con una carga real se realizan de la siguiente manera. Primero, en la posición del interruptor SA1 que se muestra en el diagrama ("Onda incidente"), la resistencia variable de calibración R3 coloca la aguja del instrumento en la última división de la escala (por ejemplo, 100 μA). Luego, el interruptor SA1 se mueve a la posición inferior de acuerdo con el esquema ("Onda reflejada") y se cuenta el valor de r. Para el caso con RH = 75 Ohm, el dispositivo debe mostrar 20 μA, que corresponde a r = 0,2 . El valor de SWR está determinado por la fórmula anterior: SWR \u1d (0,2 +1) // (0,2-1,5) \u100d 20 o SWR \u100d (20 + 1,5) // (XNUMX-XNUMX) \uXNUMXd XNUMX. En este ejemplo, se supone que el detector es lineal; de hecho, es necesario introducir una corrección que tenga en cuenta su no linealidad. Cuando está correctamente calibrado, el instrumento se puede utilizar para medir potencias incidentes y reflejadas. La precisión del medidor de ROE como dispositivo de medición depende de varios factores, principalmente de la precisión del equilibrio del dispositivo en la posición SA1 "Onda reflejada" en Rí = Zo. El equilibrio ideal corresponde a voltajes Uс y Uт, iguales en magnitud y estrictamente opuestos en fase, es decir, su diferencia (suma algebraica) es igual a cero. En un diseño real, siempre hay un equilibrio Ures desequilibrado. Veamos un ejemplo de cómo esto afecta el resultado final de la medición. Supongamos que al equilibrar se obtuvieron las tensiones Uc = 0,5 V y Ut = 0,45 V (es decir, el desequilibrio es de 0,05 V, que es bastante real). Con una carga de Rn = 75 ohmios en una línea de 50 ohmios, en realidad tenemos una ROE = 75/50 = 1,5 y r = 0,2, y la magnitud de la onda reflejada, recalculada a los niveles del dispositivo, será rUc = 0,2x0,5 = 0,1, 0,2 V y rUt = 0,45x0,09 = XNUMX V. Volvamos de nuevo a la Fig. 1,b, cuyas curvas se dan para SWR = 1,5 (las curvas Ul y Utl para la línea corresponderán en nuestro caso a Uc y Ut). En el punto 1 Uс max = 0,5 + 0,1 = 0,6 V, Ut min = 0,45 - 0,09 = 0,36 V y SWR = 0,6 / 0,36 = 1,67. En el punto 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54 V, Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0.4 y SWR = 0,54 / 0,4 = 1,35. A partir de este cálculo simple, se puede ver que, dependiendo del lugar donde se conecte un medidor de ROE de este tipo a una línea con una ROE real = 1,5, o cuando cambie la longitud de la línea entre el dispositivo y la carga, diferentes valores de ROE se puede leer - de 1,35 a 1,67! ¿Qué puede conducir a un balanceo inexacto? 1. La presencia de una tensión de corte del diodo de germanio (en nuestro caso, VD2), en la que deja de conducir, es de aproximadamente 0,05 V. Por lo tanto, con UOCT < 0,05 V, el dispositivo PA1 mostrará "cero" y un se puede cometer un error de equilibrio. La imprecisión relativa disminuirá significativamente si los voltajes Uc y, en consecuencia, UT se elevan varias veces. Por ejemplo, con Uc = 2 V y UT = 1,95 V (Ures = 0,05 V), los límites de SWR para el ejemplo anterior serán solo de 1,46 a 1,54. 2. Presencia de dependencia de la frecuencia de las tensiones Uc o UT. En este caso, no se puede lograr un equilibrio preciso en todo el rango de frecuencia de funcionamiento. Veamos un ejemplo de una de las posibles razones. Suponga que el dispositivo usa un condensador divisor C2 con una capacidad de 150 pF con cables de 0,5 mm de diámetro y 10 mm de largo cada uno. La inductancia medida de un cable de este diámetro de 20 mm de largo resultó ser L = 0,03 μH. En la frecuencia de operación superior f = 30 MHz, la resistencia del capacitor será Xc = 1 / 2πfС = -j35,4 Ohm, la reactancia total de los terminales XL = 22πfL = j5,7 Ohm. Como resultado, la resistencia del brazo inferior del divisor disminuirá a -j35,4 + j5f7 = -j29,7 Ohm (corresponde a un capacitor de 177 pF). Al mismo tiempo, a frecuencias de 7 MHz e inferiores, la influencia de los cables es insignificante. De ahí la conclusión: en el brazo inferior del divisor, se deben usar capacitores no inductivos con cables mínimos (por ejemplo, de referencia o de paso) y se deben conectar varios capacitores en paralelo. Las conclusiones del condensador C1 "superior" prácticamente no afectan la situación, ya que el Xc del condensador superior es varias decenas de veces mayor que el del inferior. Es posible obtener un balanceo uniforme en toda la banda de frecuencias de operación usando una solución original, que será discutida en la descripción de diseños prácticos. 3. La influencia de la reactividad parásita conduce a tensiones desfasadas Uc y UT (en ZH = Zo!). Un cambio de fase de varios grados afecta ligeramente su suma, pero empeora mucho el equilibrio. Por ejemplo, si el cambio de fase es solo α = 3° y Uc = UT = 2 V, el balance desequilibrado será Ures - Ucsinα = 2x0,052 = 0,104 V. Consideremos las posibles razones de este efecto. 3.1. Influencia de la reactividad de las salidas del devanado secundario. Con una longitud de cable de solo 10 mm en el límite superior del rango de KB, su resistencia XL = j5,7 Ohm (ver el ejemplo anterior) y la fase de la corriente en el circuito secundario T1 se desplazará en un ángulo α = en relación a la corriente en la línea (y tensión Uc) arctan(XL/R1). Aquí R1 es la resistencia de carga del transformador, que suele oscilar entre 10 y 100 ohmios. Para valores extremos, obtenemos α = arctan(5,7/10) = 30° (!) y α = arctan(5,7/100) - 3°. De hecho, la inductancia parásita en el circuito secundario puede ser aún mayor debido a la presencia de la inductancia de fuga T1 y la inductancia de plomo R1. Tenga en cuenta que aunque la impedancia del circuito secundario aumenta a frecuencias más altas, el voltaje UT tomado directamente de R1 permanece sin cambios (consulte a continuación las propiedades del transformador de corriente). 3.2. La resistencia inductiva del devanado secundario T1 en las frecuencias más bajas del rango operativo (~ 1,8 MHz) puede desviar significativamente a R1, lo que conducirá a una disminución de UT y su cambio de fase. 3.3. La resistencia R2 es parte del circuito detector. Dado que, según el esquema, deriva C2, a frecuencias más bajas, el factor de división puede recibir dependencias de frecuencia y fase. 3.4. En el esquema de la Fig. 2 detectores en VD1 o VD2 en estado abierto derivan el brazo inferior del divisor capacitivo en C2 con su resistencia de entrada RBX, es decir, RBX actúa de la misma manera que R2. La influencia de RBX es insignificante a (R3 + R2) más de 40 kOhm, lo que requiere el uso de un indicador sensible RA1 con una corriente de desviación total de no más de 100 μA y un voltaje de RF en VD1 de al menos 4 V.
3.5. Los conectores de entrada y salida del medidor SWR generalmente están separados entre 30 y 100 mm. A una frecuencia de 30 MHz, la diferencia de fase de tensión en los conectores será α= [(0,03... 0,1)/10]360°- 1... 3,5°. La forma en que esto puede afectar el rendimiento se muestra en la Fig. 3a y la figura. 3b. La diferencia entre los circuitos en estas figuras es solo que el capacitor C1 está conectado a diferentes conectores (T1 en ambos casos está en el medio del conductor entre los conectores).
En el primer caso, el residual no compensado se puede reducir si la fase UOCT se corrige usando un pequeño condensador Sk conectado en paralelo, y en el segundo caso, conectando una pequeña inductancia Lk en forma de bucle de alambre en serie con R1. Este método se usa a menudo en medidores de ROE tanto caseros como "propietarios", pero esto no debe hacerse. Para verificar esto, basta con girar el dispositivo para que el conector de entrada se convierta en el de salida. Al mismo tiempo, la compensación que ayudó antes del turno se volverá dañina: Uoct aumentará significativamente. Cuando se trabaja en una línea real con una carga inconsistente, dependiendo de la longitud de la línea, el dispositivo puede llegar a un lugar en la línea donde la corrección introducida "mejorará" la SWR real o, por el contrario, la "empeorará". De cualquier manera, será incorrecto. La recomendación es colocar los conectores lo más cerca posible entre sí y usar el diseño de circuito original a continuación. Para ilustrar cuán fuertemente las razones discutidas anteriormente pueden afectar la confiabilidad de las lecturas del medidor SWR, en la Fig. La Figura 4 muestra los resultados de la verificación de dos dispositivos fabricados en fábrica [4]. La verificación consistió en que al final de la línea se instaló una carga no igualada con una ROE calculada = 2,25, compuesta por una serie de segmentos de cable conectados en serie con Z® = 50 Ohm, cada uno de λ/8 de largo.
Durante las mediciones, la longitud total de la línea varió de λ/8 a 5/8λ. Se probaron dos dispositivos: BRAND X de bajo costo (curva 2) y uno de los mejores modelos: BIRD 43 (curva 3). La curva 1 muestra la ROE verdadera. Como dicen, los comentarios sobran. En la fig. La figura 5 muestra un gráfico de la dependencia del error de medición de la magnitud de la directividad D (directividad) del medidor SWR [4]. Gráficos similares para KBV = 1/SWR se dan en [5]. Con respecto al diseño de la Fig. 2, este coeficiente es igual a la relación de los voltajes de RF en los diodos VD1 y VD2 cuando se conectan a la salida del medidor de ROE de carga Rn = Zo D = 20lg (2Uo / Ures). Por lo tanto, cuanto mejor fue posible equilibrar el circuito (los Ures más pequeños), mayor D. También puede usar las lecturas del indicador PA1 - D = 20 x x lg (Ifall / Iotp). sin embargo, este valor D será menos preciso debido a la no linealidad de los diodos.
En el gráfico, los valores reales de SWR se trazan a lo largo del eje horizontal, y los medidos, teniendo en cuenta el error, según el valor D del medidor SWR, se trazan en el eje vertical. La línea de puntos muestra un ejemplo: SWR real \u2d 20, un dispositivo con D \u1,5d 2,5 dB dará lecturas de 40 o 1,9, y con D \u2,1d XNUMX dB - XNUMX o XNUMX, respectivamente. Como se desprende de los datos de la literatura [2, 3], el medidor SWR según el esquema de la Fig. 2 tiene D - 20 dB. Esto significa que sin una corrección significativa no se puede utilizar para mediciones precisas. La segunda razón más importante de las lecturas incorrectas de SWR está relacionada con la no linealidad de la característica de corriente-voltaje de los diodos detectores. Esto conduce a una dependencia de las lecturas del nivel de potencia suministrada, especialmente en la parte inicial de la escala del indicador PA1. En los medidores de ROE de marca, a menudo se hacen dos escalas en el indicador, para niveles de potencia bajos y altos. El transformador de corriente T1 es una parte importante del medidor SWR. Sus características principales son las mismas que las de un transformador de voltaje más familiar: el número de vueltas del devanado primario n1 y secundario n2, la relación de transformación k \u2d n1 / n2, la corriente del devanado secundario I1 \u1d l2 / k. La diferencia es que la corriente a través del devanado primario está determinada por el circuito externo (en nuestro caso, esta es la corriente en el alimentador) y no depende de la resistencia de carga del devanado secundario R1, por lo que la corriente l50 tampoco dependen del valor de resistencia de la resistencia R100. Por ejemplo, si se transmite potencia P = 1 W a través del alimentador Zo = XNUMX Ohm, corriente IXNUMX = √P/zo\u1,41d 20 A y en k \u2d 1, la corriente del devanado secundario será l0,07 \u1d I2 / k - 2 A. El voltaje en los terminales del devanado secundario estará determinado por el valor de R1: 1UT \u68d l2 x R4,8 y en R2 \u2d 1 ohmios será 0,34UT \u1d 1 V. La potencia disipada en la resistencia P \uXNUMXd ( XNUMXUT) XNUMX / RXNUMX \uXNUMXd XNUMX W. Prestemos atención a la peculiaridad del transformador de corriente: cuantas menos vueltas haya en el devanado secundario, mayor será el voltaje en sus terminales (para el mismo RXNUMX). El modo más difícil para un transformador de corriente es el modo inactivo (RXNUMX = ∞), mientras que el voltaje en su salida aumenta bruscamente, el circuito magnético se satura y se calienta tanto que puede colapsar. En la mayoría de los casos, se utiliza una vuelta en el devanado primario. Esta bobina puede tener diferentes formas, como se muestra en la Fig. 6a y la figura. 6, b (son equivalentes), pero el devanado según la fig. 6, en - esto ya son dos turnos.
Cuestión aparte es el uso de una pantalla conectada al cuerpo en forma de tubo entre el hilo central y el devanado secundario. Por un lado, la pantalla elimina el acoplamiento capacitivo entre los devanados, lo que mejora algo el balance de la señal diferencia; por otro lado, aparecen corrientes de Foucault en la pantalla, que también afectan el balanceo. La práctica ha demostrado que con y sin pantalla se pueden obtener aproximadamente los mismos resultados. Si la pantalla todavía se usa, su longitud debe ser mínima, aproximadamente igual al ancho del circuito magnético aplicado, y conectada al cuerpo con un conductor corto y ancho. La "puesta a tierra" de la pantalla debe realizarse en la línea media, equidistante de ambos conectores. Para la pantalla, puede usar un tubo de latón con un diámetro de 4 mm de antenas telescópicas. Para medidores de ROE para una potencia de paso de hasta 1 kW, son adecuados circuitos magnéticos de anillo de ferrita con dimensiones K12x6x4 e incluso K10x6x3. La práctica ha demostrado que el número óptimo de vueltas es n2 = 20. Con una inductancia del devanado secundario de 40 ... 60 μH, se obtiene la mayor uniformidad de frecuencia (el valor permitido es de hasta 200 μH). Es posible utilizar circuitos magnéticos con una permeabilidad de 200 a 1000, mientras que es deseable elegir un tamaño que proporcione la inductancia de devanado óptima. Es posible utilizar circuitos magnéticos con menor permeabilidad, si aplica tamaños mayores, aumenta el número de vueltas y/o reduce la resistencia R1. Si se desconoce la permeabilidad de los circuitos magnéticos existentes, se puede determinar con un medidor de inductancia. Para ello, enrolle diez vueltas en un circuito magnético desconocido (cada intersección del orificio interior del núcleo con un cable se considera una vuelta), mida la inductancia de la bobina L (μH) y sustituya este valor en la fórmula μ = 2,5 LDavg/S , donde Dav es el diámetro medio del circuito magnético en cm ; S - sección del núcleo en cm2 (ejemplo - para K10x6x3 Dcp = 0,8 cm y S = 0,2x0,3 = 0,06 cm2). Si se conocen μ del circuito magnético, se puede calcular la inductancia del devanado de n vueltas: L = μn2S/250Dcp. La aplicabilidad de los circuitos magnéticos a un nivel de potencia de 1 kW o más se puede comprobar incluso a 100 W en el alimentador. Para hacer esto, instale temporalmente una resistencia R1, 4 veces más grande, respectivamente, el voltaje Ut también aumentará 4 veces, y esto es equivalente a un aumento en la potencia transmitida de 16 veces. El calentamiento del circuito magnético se puede verificar al tacto (la potencia en la resistencia temporal R1 también aumentará 4 veces). En condiciones reales, la potencia en la resistencia R1 aumenta en proporción al crecimiento de la potencia en el alimentador. Medidores de ROE UT1MA Los dos diseños del medidor UT1MA SWR, que se analizarán a continuación, tienen casi el mismo circuito, pero diseños diferentes. En la primera versión (KMA - 01), el sensor de alta frecuencia y la parte indicadora están separados. El sensor tiene conectores coaxiales de entrada y salida y se puede instalar en cualquier lugar de la ruta del alimentador. Está conectado al indicador con un cable de tres hilos de cualquier longitud. En la segunda variante (KMA - 02) ambas unidades están ubicadas en una misma vivienda. El diagrama del medidor SWR se muestra en la fig. 7 y difiere del circuito básico de la Fig. 2 por la presencia de tres circuitos de corrección.
Consideremos estas diferencias.
Además, el equilibrado se realiza mediante un condensador trimmer incluido en el brazo inferior del divisor. Esto simplifica la instalación y permite el uso de un condensador recortador de pequeño tamaño y baja potencia. El diseño prevé la posibilidad de medir la potencia de las ondas incidente y reflejada. Para hacer esto, cambie SA2 al circuito indicador en lugar de una resistencia de calibración variable R4, se introduce una resistencia de sintonización R5, que establece el límite deseado de la potencia medida. El uso de la corrección óptima y el diseño racional del dispositivo permitieron obtener un factor de directividad D en el rango de 35 ... 45 dB en la banda de frecuencia de 1,8 ... 30 MHz. En SWR - metros, se utilizan los siguientes detalles. El devanado secundario del transformador T1 contiene 2 x 10 espiras (devanado en 2 hilos) con un hilo de 0,35 PEV, colocado uniformemente sobre un anillo de ferrita K12 x 6 x 4 con una permeabilidad de unos 400 (inductancia medida ~ 90 μH). Resistencia R1: MLT de 68 ohmios, preferiblemente sin ranura helicoidal en el cuerpo de la resistencia. Con una potencia de paso inferior a 250 W, basta con instalar una resistencia con una potencia de disipación de 1 W, con una potencia de 500 W - 2 W. Con una potencia de 1 kW, la resistencia R1 puede estar formada por dos resistencias conectadas en paralelo con una resistencia de 130 ohmios y una potencia de 2 W cada una. Sin embargo, si el V-metro COP está diseñado para un alto nivel de potencia, tiene sentido duplicar el número de vueltas del devanado secundario T1 (hasta 2 x 20 vueltas). Esto reducirá la disipación de energía requerida de la resistencia R4 1 veces (en este caso, el capacitor C2 debería tener el doble de capacitancia). La capacitancia de cada uno de los capacitores C G y C1 "puede estar dentro de 2,4 ... 3 pF (KT, KTK, KD para un voltaje de operación de 500 V a P ≥ 1 kW y 200 ... 250 V a menor potencia). Condensadores C2 - para cualquier voltaje (KTK u otro no inductivo, uno o 2 - 3 en paralelo), condensador C3 - recortador de tamaño pequeño con límites de cambio de capacitancia de 3 ... 20 pF (KPK - M, KT - 4) La capacitancia requerida del capacitor C2 depende del valor total de la capacitancia del brazo superior del divisor capacitivo, que incluye, además de los capacitores C' + C1 ", también la capacitancia C0 ~ 1 pF entre el devanado secundario de el transformador T1 y el conductor central. La capacitancia total del brazo inferior - C2 más C3 en R1 = 68 ohmios debe ser unas 30 veces la capacitancia del brazo superior. Diodos VD1 y VD2 - D311, condensadores C4, C5 y C6 - con una capacidad de 0,0033 ... 0,01 μF (KM u otra alta frecuencia), indicador RA1 - M2003 con una corriente de desviación total de 100 μA, resistencia variable R4 - 150 kOhm SP - 4 - 2 m, resistencia de ajuste R4 - 150 kOhm. La resistencia R3 tiene una resistencia de 10 kOhm: protege el indicador de una posible sobrecarga. El valor de la inductancia correctiva L1 se puede determinar de la siguiente manera. Al equilibrar el dispositivo (sin L1), es necesario observar las posiciones del rotor del condensador de sintonización C3 a frecuencias de 14 y 29 MHz, luego desoldarlo y medir la capacitancia en ambas posiciones marcadas. Digamos que para la frecuencia superior, la capacitancia resultó ser menos de 5 pF, y la capacitancia total del brazo inferior del divisor es de aproximadamente 130 pF, es decir, la diferencia es 5/130 o aproximadamente 4%. Por lo tanto, para la ecualización de frecuencia, también es necesario reducir la resistencia de la parte superior del brazo a una frecuencia de 29 MHz en ~ 4%. Por ejemplo, en C1 + C0 = 5 pF capacitancia Xc = 1/2πfС - j1100 Ohm, respectivamente, Xc - j44 Ohm y L1 = XL1 / 2πf = = 0,24 μH. En los dispositivos del autor, la bobina L1 tenía 8 ... 9 vueltas con un cable PELSHO 0,29. El diámetro interior de la bobina es de 5 mm, el devanado es denso, seguido de la impregnación con pegamento BF-2.El número final de vueltas se especifica después de que se instala en su lugar. Inicialmente se realiza el balanceo a una frecuencia de 14 MHz, luego se fija la frecuencia a 29 MHz y se selecciona el número de vueltas de la bobina L1, a partir del cual se balancea el circuito a ambas frecuencias en la misma posición del trimmer C3. Después de lograr un buen equilibrio en frecuencias medias y altas, se establece una frecuencia de 1,8 MHz, se suelda temporalmente una resistencia variable con una resistencia de 2 ... 15 kOhm en lugar de la resistencia R20 y se encuentra un valor en el que UOCT es mínimo . El valor de resistencia de la resistencia R2 depende de la inductancia del devanado secundario T1 y se encuentra dentro de 5 ... 20 kOhm para su inductancia de 40 ... 200 μH (valores de resistencia más altos para una mayor inductancia). En condiciones de radioaficionado, la mayoría de las veces se usa un microamperímetro con una escala lineal en el indicador del medidor SWR y la lectura se realiza de acuerdo con la fórmula SWR \u7d (Ipad + Iotr) / (Ipad -Iotr), donde I en microamperios es la lectura del indicador en los modos "caída" y "reflejado" respectivamente. Esto no tiene en cuenta el error debido a la no linealidad de la sección inicial del CVC de los diodos. Una prueba que utilizó cargas de varios tamaños a una frecuencia de 100 MHz mostró que a una potencia de aproximadamente 1 W, las lecturas del indicador eran en promedio una división (25 μA) menos que los valores reales, a 2,5 W, menos por 3 .. 10 μA, y a 4 W - por 100 μA. Por lo tanto, una recomendación simple: para la versión de 10 vatios, mueva la posición inicial (cero) de la flecha del instrumento una división hacia arriba, y cuando use 4 W (por ejemplo, al sintonizar una antena), agregue otros 100 μA a la lectura en la escala e posición "reflejada". Un ejemplo son las lecturas incidente/reflejada, respectivamente, 16/100 µA, y la ROE correcta sería (20 + 100) / (20 - 1,5) = 500. Con una potencia significativa, XNUMX W o más, esta corrección no es necesaria. Cabe señalar que todos los tipos de medidores de ROE de aficionados (en un transformador de corriente, puente, acopladores direccionales) dan valores para el coeficiente de reflexión r, y luego se debe calcular el valor de ROE. Mientras tanto, es r el principal indicador del grado de acuerdo, y SWR es un indicador derivado. Esto puede ser confirmado por el hecho de que en telecomunicaciones el grado de concordancia se caracteriza por la atenuación de la inconsistencia (la misma r, solo en decibelios). Los dispositivos de marcas caras también proporcionan una cuenta regresiva llamada pérdida de retorno (return loss). Esta observación se hace con el fin de enfatizar el siguiente hecho. En condiciones de aficionado, es bastante difícil hacer una escala indicadora en valores SWR, pero r se puede leer directamente en una escala lineal. ¿Qué sucede si se utilizan diodos de silicio como detectores? Si un diodo de germanio a temperatura ambiente tiene un voltaje de corte en el que la corriente a través del diodo es solo de 0,2 ... 0,3 μA, es de aproximadamente 0,045 V, entonces el diodo de silicio ya tiene 0,3 V. diodos de silicio, es necesario aumentar el niveles de tensión Uc y UT (!) en más de 6 veces. En el experimento, al reemplazar los diodos D311 con KD522 a P = 100 W, carga Zn = 75 Ohm y la misma Uc y UT, se obtuvieron las siguientes cifras: antes del reemplazo - 100/19 y SWR = 1,48, después del reemplazo - 100/ 12 y SWR calculado = 1,27. El uso de un circuito de duplicación en los diodos KD522 dio un resultado aún peor: 100/11 y una SWR calculada = 1,25. La carcasa del sensor en una versión separada puede estar hecha de cobre, aluminio o soldada a partir de placas de fibra de vidrio laminada por ambos lados con un espesor de 1,5...2 mm. Un boceto de tal diseño se muestra en la Fig. 8, a.
La caja consta de dos compartimentos, en uno opuesto hay conectores HF (CP - 50 o SO - 239 con bridas de 25x25 mm), un puente hecho de un cable de 1,4 mm de diámetro en aislamiento de polietileno con un diámetro de 4,8 mm (del cable PK50 - 4), transformador de corriente T1, condensadores del divisor capacitivo y bobina de compensación L1, en el otro - resistencias R1, R2, diodos, condensadores de sintonización y bloqueo y un conector de baja frecuencia de tamaño pequeño. Conclusiones T1 de la longitud mínima. El punto de conexión de los condensadores C1 'y C1 "con la bobina L1" cuelga en el aire, y el punto de conexión de los condensadores C4 y C5 de la salida central del conector XZ está conectado a la caja del dispositivo. Las particiones 2, 3 y 5 tienen las mismas dimensiones. En el tabique 2 no hay agujeros, y en el tabique 5 se hace un agujero para un conector específico de baja frecuencia a través del cual se conectará la unidad indicadora. En el puente central 3 (Fig. 8, b), la lámina se selecciona alrededor de tres orificios en ambos lados y se instalan tres conductores pasantes en los orificios (por ejemplo, tornillos de latón M2 y M1). Los bocetos de las paredes laterales 4 y 8 se muestran en la fig. XNUMX, c. Las líneas punteadas muestran las uniones antes de la soldadura, que se realiza en ambos lados para mayor resistencia y contacto eléctrico. El diseño del bloque indicador sin características tampoco se considera aquí. El sensor de RF de la segunda versión del medidor de ROE está montado en una pared trasera extraíble (cobre, aluminio, latón) de la caja metálica del medidor de ROE (Fig. 9).
A diferencia de la primera opción, todas las partes (excepto T1 y los conectores XW1 y XW2) están montadas en una placa de circuito impreso (Fig. 10), allí se suelda un conector de baja frecuencia del tipo de televisión interconectada.
Los condensadores C1 'y C1 "están soldados a la almohadilla de contacto en la placa de circuito impreso en un extremo y a los conectores RF en los otros extremos. Los elementos C2, C3 y L1 están ubicados en el lado de la lámina. La resistencia limitadora R3 se transfiere a la placa (R3 'y R3" se muestran en la línea de puntos del diagrama). Los diodos VD1 y VD2 se instalan verticalmente. La placa se fija al panel entre los conectores RF mediante pequeñas esquinas de cobre soldadas de 0,5...1 mm de espesor (el punto de soldadura se muestra en la Fig. 10 con una línea de puntos). Es deseable cubrir el sensor con una pantalla. El diseño del indicador - sin características. Para configurar y probar el medidor SWR, necesita una resistencia de carga ejemplar de 50 ohmios (equivalente de antena) con una potencia de 50 ... 100 W. Uno de los posibles diseños de radioaficionados se muestra en la Fig. 11. Utiliza una resistencia TVO común con una resistencia de 51 ohmios y una potencia de disipación de 60 W (rectángulo con dimensiones de 45 x 25 x 180 mm).
Dentro del cuerpo cerámico de la resistencia hay un largo canal cilíndrico lleno de una sustancia resistiva. La resistencia debe presionarse firmemente contra la parte inferior de la carcasa de aluminio. Esto mejora la disipación de calor y crea una capacitancia distribuida que mejora el ancho de banda. Con la ayuda de resistencias adicionales con una potencia de disipación de 2 W, la resistencia de carga de entrada se establece entre 49,9 y 50,1 ohmios. Con un pequeño condensador de corrección en la entrada (~ 10 pF), es posible obtener una carga con una ROE de al menos 1,05 en la banda de frecuencia de hasta 30 MHz en base a esta resistencia. Se obtienen cargas excelentes a partir de resistencias especiales de tamaño pequeño del tipo P1 - 3 con un valor nominal de 49,9 ohmios, que pueden soportar una potencia significativa cuando se usa un radiador externo. Se llevaron a cabo pruebas comparativas de medidores de ROE de diferentes empresas y dispositivos descritos en este artículo. La prueba consistió en que se conectó una carga inigualable de 100 ohmios (equivalente a una antena de 50 W fabricada en fábrica) a través de un medidor de ROE de 75 ohmios probado a un transmisor con una potencia de salida de unos 100 W y se realizaron dos mediciones . Uno, cuando se conecta con un cable PK50 corto de 10 cm de largo, el otro, a través de un cable PK50 de ~ 0,25 λ de largo. Cuanto menor sea la dispersión de las lecturas, más fiable será el dispositivo. A una frecuencia de 29 MHz se obtuvieron los siguientes valores de ROE:
Con una carga de 50 ohmios, para cualquier longitud de cable, todos los dispositivos mostraron "por unanimidad" SWR < 1,1. La razón de la gran dispersión en las lecturas del RSM - 600 se descubrió durante su estudio. En este dispositivo no se utiliza un divisor capacitivo como sensor de tensión, sino un transformador reductor de tensión con una relación de transformación fija. Esto elimina los "problemas" del divisor capacitivo, pero reduce la confiabilidad del dispositivo al medir potencias altas (la potencia máxima del RSM - 600 es de solo 200/400 W). No hay ningún elemento de sintonización en su circuito, por lo que la resistencia de carga del transformador de corriente debe ser de alta precisión (al menos 50 ± 0,5 ohmios), pero en realidad se utilizó una resistencia con una resistencia de 47,4 ohmios. Después de reemplazarlo con una resistencia de 49,9 ohmios, los resultados de la medición mejoraron mucho: 1,48 / 1,58. Quizás la misma razón esté asociada con una gran dispersión en las lecturas de los instrumentos SX - 100 y KW - 220. La medición con una carga incomparable con un cable opcional de cuarto de onda de 50 ohmios es una forma confiable de verificar la calidad de un medidor SWR. Señalamos tres puntos:
Literatura
Autor: E.Gutkin (UT1MA), Lugansk, Ucrania
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Comentarios sobre el artículo: Yuriy, jura-2537@ukr.net Buenas tardes. Dígame, por favor, ¿cómo medir la ROE de una línea con una longitud igual a 1/4 de la longitud de onda y determinar la frecuencia de resonancia? Saludos Yuri.
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