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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Convertidor de polaridad de tensión en condensadores conmutados. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / diseñador radioaficionado El artículo analiza las opciones de circuito para un convertidor de polaridad de voltaje en condensadores conmutados que utilizan dos interruptores en lugar de cuatro. En Radio se publicó un artículo [1] que describe en detalle los principios de funcionamiento de estos convertidores, construidos sobre cuatro interruptores analógicos. A continuación se muestran las posibilidades de implementar dichos convertidores en dos conmutadores.
El principio de funcionamiento del convertidor en dos interruptores electrónicos se ilustra en el diagrama de la Fig. 1. Los interruptores S1 y S2 están controlados por dos señales en antifase. Cuando los "contactos" del interruptor S1 están cerrados (y S2 está abierto), el condensador C1 se carga desde la fuente de alimentación a través del diodo VD2 casi hasta el nivel Upit (despreciamos la caída de voltaje Upr.d a través del diodo abierto VD2). Luego, cuando el interruptor "contacta" S1 se abre y S2 se cierra, el condensador C1 se conecta al condensador C2 a través del diodo VD1. Como resultado, se descarga en el condensador C2. El voltaje en el capacitor C2 aumentará a
y después de varias conmutaciones alcanzará el valor estable |-UBblx| ≈ Upit- 2Uppr.d, si descuidamos el valor de resistencia rn del circuito de descarga en serie. Así, la tensión de salida del brazo negativo del convertidor siempre será menor que la positiva. Un circuito interruptor práctico se muestra en la Fig. 2. El convertidor está montado sobre dos interruptores analógicos DA1.1, DA1.2. Las señales de control antifase se suministran a las entradas de los interruptores DE. Cuando el interruptor DA1.1 está cerrado, el condensador C1 se carga a través del diodo VD1, que luego, después de abrir el interruptor DA1.1 y cerrar DA1.2, se descarga a través del diodo VD2 al condensador C2, etc. La característica de carga del convertidor en condiciones iguales Las condiciones son casi las mismas que las del prototipo. Cabe señalar que para garantizar una característica de carga rígida, la capacitancia de los condensadores C1 y C2 debe seleccionarse de cierta manera. El hecho es que el brazo de carga negativo se alimenta de la corriente de descarga del condensador C2. En estado estable, en las etapas en las que el interruptor DA1.2 está abierto y no hay flujo de energía hacia el condensador C2, la disminución de voltaje -Uout no debe exceder la amplitud del componente de voltaje alterno (ondulación ΔU) permitida para la carga, generalmente no más del 1 ... 2% de Uout). Por lo tanto, con un ciclo de trabajo de señales de control igual a 2 y una frecuencia de conmutación f, el valor de la capacitancia del capacitor C2 debe satisfacer la condición
El valor de la capacitancia del condensador C1 debe ser tal que, en la etapa de estado cerrado del interruptor DA1.2, no solo proporcione la corriente de carga requerida con un aumento simultáneo de la tensión |-Uout| por ΔU perdida durante la etapa anterior, sino también para compensar las pérdidas de voltaje en las uniones p-n abiertas de los diodos VD1 y VD2 y la resistencia activa rn del circuito de carga en serie del capacitor C2. Obviamente, la capacitancia del capacitor C1 debe ser mayor que la capacitancia del capacitor C2. Dado que la proporción relativa de pérdidas en los diodos VD1, VD2 y la resistencia en serie rn es mayor cuanto menor es la tensión de salida o de suministro, en la práctica es aconsejable elegir la capacitancia del condensador C1 al menos 2 y 1,3 veces mayor que la capacitancia de condensador C2 a voltaje Upit, igual a 5 y 15 V respectivamente. Los diodos Schottky de baja potencia y bajo voltaje son los más adecuados para el convertidor, especialmente con valores bajos de Uout. Esto también es válido para otros tipos de convertidores que se analizan a continuación. También se debe tener en cuenta que cuando Up > 5...6 V existe el peligro de sobrecargas de corriente a través de los interruptores al comienzo del proceso de arranque. Para reducir las sobrecargas, se debe conectar una resistencia limitadora de corriente adicional R1 en serie con el condensador C1 (que se muestra con una línea discontinua en la Fig. 2). Por ejemplo, con Upit = 15 V, la corriente permitida a través del interruptor es de 20 mA y la resistencia del interruptor cerrado es de 100 ohmios, el valor de la resistencia R1 está en el rango de 300...400 ohmios. En este caso, la capacitancia del condensador C1 debe aumentarse a 1,5C2. Las capacidades actuales del convertidor se pueden mejorar significativamente si se utilizan como interruptores S1 y S2 dos transistores complementarios conectados a una etapa push-pull (Fig. 3). Aquí el valor de rn es muy pequeño y las pérdidas pueden despreciarse, y la corriente permitida de los transistores es mucho mayor que la de los interruptores analógicos. Los transistores de este convertidor están controlados por una señal común en antifase. Si el generador de esta señal está ensamblado en microcircuitos TTL o CMOS, las capacidades actuales del transistor VT1 no se pueden utilizar completamente debido al hecho de que la corriente de salida de alto nivel permitida de estos microcircuitos (saliente), por regla general, es significativamente menor. que la corriente de bajo nivel (entrante). Sin embargo, este inconveniente se puede eliminar fácilmente utilizando ambos transistores de estructura pn-p y alimentando su circuito base con dos secuencias de pulsos de control desplazadas en fase 180 grados. En este caso, se necesitarán dos resistencias limitadoras de corriente básicas de la misma resistencia. El valor de estas resistencias se determina teniendo en cuenta el voltaje Upit, la corriente de colector máxima permitida (Ikmax) y el coeficiente de transferencia estática de la corriente de base h21e. Además, para el circuito de la Fig. 3, es necesario tener en cuenta adicionalmente el valor de la corriente que fluye permitida del generador de señales de control. El valor correctamente seleccionado de las resistencias base elimina la posibilidad de sobrecarga de corriente de los transistores (especialmente durante el arranque), así como del generador de señales de control (en todos los modos). Ésta es la ventaja de los convertidores basados en transistores en comparación con los ensamblados en interruptores analógicos (ver Fig. 2), donde la protección contra sobrecorriente se logra deteriorando las características de carga mediante la introducción de una resistencia limitadora de corriente R1. Ahora que la corriente a través de ambos transistores pnp es limitada, al determinar la corriente de carga máxima permitida lH max, es posible operar con la corriente máxima a través de los transistores indicados:
Además, debido a la capacidad de los transistores de conmutación para operar en modo de saturación, es posible despreciar las pérdidas del circuito de descarga y expresar el voltaje de salida con una relación más precisa: |-Uout| =Upit - 2Upr.d. Las capacidades actuales de un convertidor basado en transistores complementarios (Fig. 3) se pueden aumentar significativamente si se utiliza el temporizador analógico KR1006VI1 como generador de impulsos de control según uno de los circuitos de [2]. También puede amplificar la señal de control actual con un seguidor de emisor en un transistor npn. Entonces la característica de carga de este convertidor será la misma que la del ensamblado con transistores pnp. Lo más interesante, en mi opinión, es la opción de montar un convertidor en el temporizador KR1006VI1 (Fig. 4), que realiza las funciones de ambos interruptores, y el temporizador se conecta según el circuito disparador Schmitt [2]. Una de las salidas del temporizador, el pin 3, permite la entrada y salida de corriente de hasta 100 mA (por pulso - 200 mA). Para controlar el temporizador, se requiere un único tren de pulsos de baja potencia, aplicado a las entradas R y S combinadas; No se requiere resistencia limitadora de corriente.
Al introducir la polaridad de dos diodos en el convertidor, es posible construir un convertidor aún más simple, con un solo transistor (Fig. 5). El prototipo aquí es el nodo según el diagrama de la Fig. 1, donde el interruptor S1 se reemplaza por la resistencia R1 y S2 por el transistor VT1. Cuando el transistor está cerrado, el condensador C1 se carga a través de la resistencia R1 y el diodo VD1, y tan pronto como se abre el transistor, este condensador se descarga a través del diodo VD2 al condensador C2. Debido a su sencillez, sus capacidades actuales también son muy modestas debido a su baja eficiencia. Cuando el transistor VT1 está abierto, junto con la corriente de descarga del condensador C1, también fluye desde la fuente de alimentación una corriente inútil, igual a Upit/R1 y significativamente mayor que la corriente de carga. Sin embargo, si la eficiencia no es un factor crítico, este convertidor se puede utilizar en fuentes de alimentación de baja potencia con corrientes de salida de hasta varios miliamperios. Algunas palabras sobre la frecuencia de funcionamiento óptima de los convertidores de polaridad considerados. De la fórmula anterior para la capacitancia C2 se deduce que una frecuencia más alta corresponde a una capacitancia más pequeña requerida para proporcionar la corriente de salida requerida. La frecuencia límite aquí está determinada en gran medida por las características de frecuencia de los elementos, principalmente condensadores e interruptores. Óptimo para dispositivos según el diagrama de la Fig. 3 y 4, donde, basándose en la posibilidad de obtener valores de corriente de carga relativamente grandes, se pueden utilizar condensadores de óxido, la frecuencia debe considerarse dentro del rango de 10...20 kHz. Y en convertidores menos potentes con interruptor analógico, la frecuencia se puede aumentar a casi 100 kHz utilizando condensadores de alta frecuencia en miniatura. El límite superior de la frecuencia de los convertidores con un interruptor en dos transistores también está limitado por el hecho de que debido a la diferencia en los tiempos de encendido y apagado, inevitablemente aparece una corriente pasante, cuyas pérdidas dinámicas aumentan drásticamente al aumentar la frecuencia. . Por lo tanto, reducir la capacitancia de los condensadores C1 y C2 al aumentar la frecuencia y cambiar a condensadores sin óxido no siempre tiene un efecto positivo. Sin embargo, el principal obstáculo para aumentar las capacidades actuales al valor de corriente nominal de los interruptores utilizados es, por supuesto, la resistencia en serie rn de los circuitos de carga y descarga. Creo que es por eso que hay una fuerte caída en el voltaje de salida de los convertidores en interruptores analógicos (especialmente con cuatro interruptores, como en [1]) a valores de corriente significativamente más bajos de lo que permiten los propios interruptores. En este sentido, los convertidores en el diagrama de la Fig. 3 y 4 se comparan favorablemente con una resistencia rn casi diez veces menor. En conclusión, observamos que en los casos en que el ciclo de trabajo Q de los pulsos de control sea superior a dos, el valor calculado de la capacitancia de los condensadores C1 y C2 debe aumentarse en un factor de 0,5Q. Literatura
Autor: E. Muradkhanyan, Ereván, Armenia
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