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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA
Balastro electrónico alimentado por fuentes de baja tensión. Balasto electrónico en el chip KR1211EU1. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Balastos para lámparas fluorescentes Esta versión de la fuente de alimentación de una fuente de bajo voltaje es un balasto electrónico implementado en un microcircuito especializado. KR1211EU1. Microprocesador KR1211EU1 es un controlador especializado para balastos electrónicos (balastos) para lámparas fluorescentes compactas alimentadas por una red de CC integrada de 3-24 V. Producido con tecnología CMOS. En mesa. 3.12 muestra las características distintivas de los microcircuitos en diferentes casos. El pinout de los casos y la asignación de las conclusiones se muestran en la fig. 3.56.
Tabla 3.12. Diferencias de microcircuitos con diferentes marcas.
Valores máximos de parámetros y modos:
Características electricas:
Descripción del trabajo. El diagrama de bloques del microcircuito 1211EU1/A se muestra en la fig. 3.57.
Básico característica microcircuitos KR (KF) 1211EU1: la presencia de dos canales de control clave suficientemente potentes que funcionan en antifase con una pausa obligatoria entre los pulsos de salida. El impulso en el segundo canal aparece un tiempo después del final del impulso en el primero, y viceversa; en la terminología occidental, esta pausa se llama Tiempo muerto - tiempo de inactividad. Debido a esto, el microcircuito es muy adecuado para construir convertidores de voltaje de pulso simples y fácilmente repetibles. El microcircuito consta de:
Gestión de fichas se realiza a través de las salidas IN, FC, FV. Los dispositivos de umbral incorporados están conectados a los pines de control del microcircuito. El pin IN alterna el divisor de frecuencia y restablece el disparador RS bloqueando el modelador de pulsos y los amplificadores de salida. Cuando se aplica un voltaje de bajo nivel al pin IN, se selecciona el factor de división K1 y se restablece el disparador RS, cuando se aplica un nivel alto, se selecciona el factor de división K2. Los pines FC y FV se utilizan para construir circuitos de protección. La aplicación de un voltaje de alto nivel al pin FV hace que los amplificadores de salida se apaguen (el voltaje se establece en cero en los pines OUT1 y OUT2) durante el tiempo que se mantiene el voltaje de alto nivel en este pin. La aplicación de un alto voltaje al pin FC hace que el flip-flop RS se establezca y los amplificadores de salida se apaguen (el voltaje se establece en cero en los pines OUT1 y OUT2) hasta que el flip-flop RS se restablezca en la entrada IN. La frecuencia de operación del oscilador maestro del microcircuito depende de los parámetros de los elementos del circuito R2, C1 conectados a la salida T. La corriente que circula por la resistencia R2 carga el condensador C1. Cuando el voltaje en él aumenta a un nivel igual a aproximadamente 2/3 del voltaje de suministro, la llave interna del microcircuito que lo desvía se abre, como resultado de lo cual el capacitor se descarga rápidamente. Entonces el ciclo se repite. La frecuencia de oscilación f en la entrada T del microcircuito se puede estimar mediante la fórmula
Para un funcionamiento estable del dispositivo, la capacitancia del condensador C1 no debe ser superior a 3000 pF, y la resistencia de la resistencia R2 debe ser de al menos 500 ohmios. Los pulsos de diente de sierra en la entrada T (Fig. 3.58) sirven como base para la formación de pulsos de salida en las salidas OUT1 y OUT2. En ellos aparecen alternativamente pulsos rectangulares, cuya duración depende del nivel de voltaje en la entrada IN.
En un nivel lógico bajo, es igual a seis, y en un nivel alto, ocho períodos de oscilación del oscilador maestro. Al final del pulso, se forma una pausa con una duración igual a un período de oscilación del oscilador maestro, durante el cual el voltaje en ambas salidas es bajo. Luego aparece un pulso en otro canal, y así sucesivamente. En otras palabras, la frecuencia de repetición del pulso en las salidas del microcircuito fO está relacionado con la frecuencia f por las siguientes relaciones: a un nivel bajo en la entrada IN
a un nivel alto en la entrada IN
Aquí, las sumas de los números en los denominadores son los períodos de oscilación en las salidas OUT1 y OUT2, expresados en términos del período de oscilación en la entrada T. La dependencia de la estabilidad de la frecuencia del generador en el cambio en el voltaje de suministro se puede estimar a partir del gráfico que se muestra en la fig. 3.59. La corriente consumida por el microcircuito aumenta con el aumento de la frecuencia del generador, como se muestra en la Fig. 3.60. La salida del generador está conectada a un divisor de frecuencia controlado, desde cuya salida se alimentan pulsos antifase simétricos a la entrada del conformador; el modelador proporciona una pausa entre ellos con una duración de un período de la frecuencia del reloj, como se muestra en la Fig. 3.61. Un esquema típico para usar el microcircuito 1211EU1 / A en balastos electrónicos para una lámpara fluorescente con una potencia de 9-15 W se muestra en la fig. 3.62. El circuito inversor consta de un microcircuito 1211EU1 / A con circuitos de temporización y una etapa de transformador push-pull, cuya carga es un circuito oscilatorio L2, C8 con una lámpara fluorescente.
Después de encender el circuito calienta los cátodos de la lámpara con un voltaje con una frecuencia 30% más alta que la resonante, y luego lo suministra con un alto voltaje con una frecuencia igual a la resonante, bajo la influencia de la cual la lámpara comienza a brillar el modo normal.
La frecuencia de los pulsos generados por el generador se selecciona de tal manera que a un nivel de voltaje alto en la entrada IN (con un factor de división igual a K2), la frecuencia de repetición de pulsos en la salida del microcircuito es igual a la frecuencia resonante del circuito oscilatorio.
Cuando se aplica el voltaje de suministro, la corriente que fluye a través de la resistencia R2 comienza a cargar el capacitor C2 conectado a la terminal IN. La constante de tiempo del circuito RC R2, C2 determina el tiempo de calentamiento de los cátodos de la lámpara. En este caso, durante el tiempo en que se alcanza el valor umbral de la tensión en la entrada IN, los cátodos de la lámpara se calientan con una frecuencia superior a la resonante (relación de división K1), y después de alcanzar el valor umbral, el la lámpara se enciende y brilla (relación de división K2). Para este circuito, la frecuencia de resonancia del circuito oscilatorio es de 45 kHz, el tiempo de carga del capacitor C2 es de 2 s. Los elementos L1, C5 y C6 proporcionan un cambio de voltaje en los drenajes de los transistores de acuerdo con una ley sinusoidal. Los transistores conmutan a tensión de drenaje cero, lo que reduce el calentamiento de los transistores al reducir las pérdidas por conmutación. El microcircuito 1211EU1A difiere del 1211EU1 en los valores más bajos de los factores de división K1 y K2 (consulte la Tabla 3.12) del divisor de frecuencia, lo que permite reducir aproximadamente a la mitad la frecuencia del oscilador maestro fт. Esto se hace para que la duración de la pausa entre los pulsos de salida, igual a un período de la frecuencia de reloj fт, también se ha duplicado aproximadamente, lo que hace posible el uso efectivo de transistores bipolares económicos con un tiempo de conmutación más largo como interruptores de salida que los de los transistores de efecto de campo. Además de los transistores de efecto de campo indicados en el diagrama, puede usar KP742, KP723, IRLR2905, STD20NE06L, SPP80N04S2L, SPP80N06S2L. Como transformador elevador T1 para lámparas de hasta 15 W, se utilizan núcleos blindados del tipo de copa B22 (donde 22 es el diámetro exterior de la copa en milímetros) sin espacio, se utilizan ferrita de grado 2000NM. El devanado II contiene 150-170 vueltas de PEL con un diámetro de 0,3 mm, el devanado I - 2x18 vueltas de PEL con un diámetro de 0,6 mm. Para un LL con una potencia de 18-36 W, se debe tomar un núcleo más potente, en forma de W o blindado, con una sección de núcleo promedio de 0,6-1 cm2. Los principales parámetros geométricos de algunos circuitos magnéticos. se presentan en la tabla. 3.13. Tabla 3.13. Los principales parámetros geométricos de algunos núcleos magnéticos.
Notas a la mesa. 3.13: K - conductores magnéticos de anillo; Ø - en forma de Ø; B - blindado. SM, cm2 - valor efectivo del área de la sección transversal del núcleo magnético; SO, cm2 - área de la ventana del circuito magnético; VM = IMxSM, cm3 - volumen efectivo del circuito magnético. El número de vueltas del devanado primario se determina sobre la base de 1-1,4 vueltas por 1 V de tensión de alimentación, el diámetro del cable se basa en la densidad de corriente de 3-4 A/mm2. Por ejemplo, con una corriente primaria promedio de 2 A, se debe usar un cable con un diámetro de 0,8-1 mm. De manera similar, se calcula el número de vueltas del devanado secundario, mientras que la amplitud de los pulsos debe ser de al menos 150 V. El estrangulador limitador de corriente L2 es similar a los estranguladores utilizados en los balastos electrónicos IR2153 discutidos anteriormente. Notas de aplicación. Con un aumento en el voltaje de suministro, aumenta el voltaje suministrado a la lámpara y la potencia disipada por el microcircuito. Para evitar el fallo tanto de la lámpara como de los transistores de potencia, se introduce un bloqueo en el circuito del balasto electrónico por exceder la tensión de alimentación (salida FV) y la corriente consumida (salida FC). El esquema de la unidad de bloqueo de balasto electrónico para exceder el voltaje de suministro se muestra en la fig. 3.63.
Un aumento en el voltaje de suministro conduce a un aumento en el voltaje en la entrada FV. Cuando se supera el umbral de respuesta, las etapas de salida del microcircuito se apagan (se establece un voltaje igual a cero en las salidas OUT1 y OUT2). El nivel de operación del circuito de protección (voltaje máximo permitido VP MÁX., suministrado a la etapa de salida) está determinado por la elección de los valores de resistencia R1, R2:
donde 0,6VCC - umbral de funcionamiento del circuito de protección. La resistencia R1 debe ser lo suficientemente grande para limitar la corriente a través del diodo de protección interno durante grandes picos de tensión de alimentación. El circuito de protección de corriente de la etapa de salida se muestra en la fig. 3.64.
En caso de falla de la lámpara, la corriente a través de la lámpara aumenta bruscamente, lo que conduce a un aumento en la caída de voltaje a través de los filamentos de la lámpara. Este voltaje es rectificado por el detector VD1, C1 y se alimenta a través del divisor R1, R2 a la entrada FC. Para evitar interferencias en el funcionamiento accidental, se conecta un condensador C1 en paralelo con la resistencia R1. El divisor R1, R2 debe calcularse de modo que, a la corriente máxima permitida a través de la lámpara, el voltaje en la entrada FC sea de 0,6 V.CC. En la fig. En la figura 3.65 se muestra un esquema de un balasto electrónico con protección de teclas de encendido.
Este circuito es similar al circuito que se muestra en la Fig. 3.62, pero complementado con nodos de protección. Las resistencias adicionales R3, R4 y los puentes XI, X2 le permiten reducir la frecuencia de funcionamiento del oscilador maestro en un 5, 10 y 15 %. Los elementos VD1 y R5 brindan protección contra sobretensiones. Con tensión de alimentación creciente Vp hasta 17 V, el diodo zener VD1 se abre, el voltaje en la entrada FV será de 5 V, que corresponde al umbral del circuito de protección. El voltaje en los terminales OUT1, OUT2 será entonces igual a cero, los transistores VT1, VT2 están cerrados. La resistencia R6 limita la corriente en la entrada FV a 5 mA para picos de voltaje de hasta 100 V. La resistencia R11 es un sensor de corriente. Su voltaje se suministra al detector VD3, C8 y luego a la entrada FC. Seleccionando la resistencia R11, establezca el umbral IMAX Viajes de protección actuales:
Si es necesario, este valor se puede volver a calcular teniendo en cuenta la relación de transformación del transformador T1 en el consumo de corriente de la fuente de alimentación. Los elementos R7, R8, C5 le permiten limitar los picos de voltaje en los drenajes de los transistores de efecto de campo VT1, VT2 en los momentos de conmutación al nivel de 0,2Vp. La característica de carga del microcircuito se muestra en la fig. 3.66.
Autor: Koryakin-Chernyak S.L.
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Comentarios sobre el artículo: vencedor ¡Conciso y comprensible! Quiero usarlo para el aislamiento galvánico en un "transformador de CC" de 12 a 3,3V con un rectificador push-pull en sincro. [;)] Ilia Paskov, Bulgaria Muchas gracias por el gran trabajo que has puesto en la creación de este sitio. Es muy necesario para las personas que se dedican a la electrónica. ¡Gracias! Gusarov Yuri Chicos, qué maravilloso es cuando una persona trabaja y piensa correctamente. ¡Felicidad para ti y buena suerte en la familia, y el resto seguirá! abuelo... Alejandro ¿No tiene un precio específico o estos microcircuitos no están a la venta? [abajo]
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