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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Medidor de impedancia de altavoz. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Tecnología de medición Este dispositivo mide el módulo y la fase de la impedancia eléctrica del altavoz en la banda de frecuencia de audio y es muy útil para los entusiastas del audio que construyen o modifican sus propios altavoces. Conocer estos parámetros le permite configurar correctamente el inversor de fase, seleccionar y calcular los filtros de cruce del altavoz y mejorar su respuesta de fase. En la fig. 1. La impedancia por debajo de la frecuencia de resonancia natural es inductiva, en resonancia es activa y por encima de ella primero es capacitiva y luego vuelve a ser inductiva al aumentar la frecuencia de la señal. La característica de frecuencia de fase de la impedancia le permite obtener información adicional necesaria para el cálculo y análisis del altavoz.
Usando el dispositivo propuesto aquí, es posible determinar las características especificadas en el rango de frecuencia de 17,4 Hz ... 29,4 kHz. Los límites de medición del módulo de impedancia y el ángulo de fase son respectivamente |Z|= 0...200 Ohm yf=+90°. Los resultados de la medida se reflejan en forma de tensiones DC 0...200 mV y 0...+900 mV, coincidiendo numéricamente con los valores de los parámetros correspondientes. Se pueden conectar dos voltímetros o multímetros digitales de propósito general al dispositivo para acelerar las mediciones. Se pueden utilizar grabadoras. El principio de funcionamiento del medidor, cuyo esquema se muestra en la Fig. 2 es el siguiente. En dos rangos de frecuencia que cubren toda la banda de frecuencia de audio, el generador genera dos voltajes sinusoidales que difieren en fase en 90 ° (señales de cuadratura). Uno de ellos en forma de corriente estable se suministra a la carga en estudio: un altavoz o un cabezal, y el otro, con una fase de 90 °, se convierte en una señal rectangular: un meandro. La fase de onda cuadrada es la referencia para medir el cambio de fase entre la corriente sinusoidal y el voltaje del cabezal. Siempre que la corriente a través de la bobina sea estable, el voltaje a través de ella es proporcional al módulo de la impedancia.
El generador en el medidor se construye utilizando un amplificador operacional y un amplificador de corriente controlado por voltaje (ITUN). Para garantizar la precisión de configuración de frecuencia necesaria, el rango de frecuencia de sonido del generador se divide en dos. Las resistencias de sintonización variables duales (R6 y R8) están conectadas en serie con las resistencias limitadoras. Para ellos se requiere una característica exponencial del cambio de resistencia (grupo B). Usando el interruptor SA1, se selecciona el rango de frecuencia del generador: en una posición - 17,4 ... 1000 Hz, en la otra - 530 Hz ... 29,4 kHz. En el generador de amplificador operacional DA2.4, los elementos de ajuste de frecuencia son un filtro de fase sintonizable y un integrador inversor en el amplificador operacional ITUN DA1 y DA2.3, cubiertos por retroalimentación. El integrador tiene un cambio de fase de 90°, por lo que la condición de equilibrio de fase del oscilador se cumple cuando el filtro de fase produce un cambio de fase de -90°. En suma, la rotación de fase es 0°. La frecuencia de operación fG del generador está determinada por los elementos R8, R9, C10 (o C9):
Para mantener la amplitud de oscilación a la salida del integrador en el rango de frecuencias de operación, su corriente de entrada debe cambiar en proporción a la frecuencia. El cambio correspondiente en la corriente de salida DA1 se logra ajustando la corriente de control ITUN (en el pin 5) con una resistencia variable R6, combinada con otra resistencia de ajuste de frecuencia R8. El emparejamiento imperfecto de las resistencias de las resistencias R6 y R8 en la banda de frecuencia conduce a un cambio en la amplitud del voltaje generado, pero el circuito de autorregulación restaura su valor requerido. La corriente rectificada por el diodo VD1, proporcional a la amplitud de las oscilaciones, se suma algebraicamente a través de la resistencia R12 a la entrada del integrador DA2.2 con la corriente a través de las resistencias R13, R14. Con un aumento en la señal, el voltaje de salida del integrador DA2.2 disminuye y la corriente ITUN DA1 también disminuye. Como resultado, se establece una amplitud de oscilación estable, igual a 2,14 V. El integrador correctivo en DA2.1 realiza la función de estabilizar el modo CC, formando un circuito de retroalimentación de seguimiento y mantiene el voltaje en la salida DA2.4 con una precisión de varios milivoltios.
El voltaje generado por el generador es convertido por la resistencia R15 en la corriente de carga correspondiente. Debido a la resistencia relativamente baja de esta resistencia en comparación con la carga (Zn máx = 200 ohmios), la precisión en el rango de medición del parámetro está garantizada por un convertidor especial de voltaje a corriente: el rectificador de CA en DA3, junto con R15 , actúa como generador de corriente en relación con el cabezal ensayado. Para aclaración en la Fig. 3 muestra un diagrama de la fuente de corriente de Howland, que se forma a partir de un convertidor de resistencia negativa (para obtener más información al respecto, consulte el libro de V. L. Shilo "Circuitos integrados lineales". - M: Radio y comunicación, 1979. - Ed. aprox. .). si
la resistencia interna Ri de la fuente y la corriente IL que fluye a través de la carga desde la fuente de tensión Ue se determinan a partir de las relaciones:
si
la resistencia interna Ri alcanza un valor muy alto. Tenga en cuenta que las propiedades descritas del generador de corriente también se conservan cuando se introducen en él elementos de un rectificador de onda completa. Por lo tanto, la resistencia interna efectiva aumenta a aproximadamente 36 kOhm. Las resistencias R16-R20 deben usarse con precisión (desviación no superior al 1%). Al calcular de forma independiente la resistencia de las resistencias, también se debe tener en cuenta R22, centrándose en los valores de los coeficientes.
Para DA3, se utilizó un amplificador operacional con una frecuencia de corte de alta ganancia, mientras que el error de rectificación dependiente de la frecuencia puede despreciarse. Este amplificador operacional de bucle abierto de banda ancha tiene una ganancia de CC de aproximadamente 1500, por lo que los diodos VD2 y VD3 se eligen con un voltaje directo bajo. Los capacitores C11 y C13 separan DA3 de los diodos en el circuito OOS y el voltaje de polarización del amplificador operacional no afecta el resultado de la medición. Su etapa de entrada en los transistores pnp tiene un valor de corriente de base típico IB = 2,8 μA, lo que proporciona una caída de tensión en la resistencia R22 relativa a la salida del amplificador operacional DA3 de aproximadamente 0,9 V, suficiente para polarizar el condensador de tantalio C13. Rectificado para medir |ZН| se elimina el voltaje del cátodo del diodo VD2. Consta de dos componentes: la semionda negativa corresponde a la tensión en la carga ZH, la semionda positiva de la tensión se amplifica por tiempos alfa. El circuito integrador R21C14 forma a partir de esta tensión alterna asimétrica el valor medio UC14, que es la tensión rectificada de salida (en milivoltios), numéricamente igual al módulo de impedancia (en ohmios):
La magnitud del cambio de fase entre la corriente medida y el voltaje que actúa sobre la carga se determina usando dos comparadores DA4 y DA5 y el microcircuito DD1. Independientemente de la resistencia de la carga, sobre la resistencia R23 actúa una tensión alterna, cuya doble amplitud es mayor que la suma de las tensiones que actúan sobre los diodos VD2, VD3, por lo que el comparador DA4 conmuta claramente incluso con una carga de baja resistencia. El voltaje sinusoidal que actúa en la salida DA2.3 es convertido por el comparador DA5 en un voltaje rectangular. Después de los comparadores, ambas señales son procesadas por cuatro elementos XOR conectados en paralelo del microcircuito DD1, cuyas tensiones de alimentación son iguales en magnitud en relación con el cable común. Como resultado, luego de integrar los pulsos de voltaje de las salidas DD1 por los elementos R28-R33, C19 y C20, su valor promedio corresponde al desfase (numéricamente en grados) entre la corriente medida y el voltaje alterno que cae sobre la resistencia ZH . El dispositivo está alimentado por una unidad separada con estabilizadores de voltaje integrados. Proporciona una tensión de alimentación bipolar de +6,7 V con respecto al cable común con un ajuste del valor total dentro del + 15 %. Una resistencia de precisión de 200 ohmios es adecuada para calibrar el medidor de impedancia. Entonces, a una frecuencia de señal de, por ejemplo, 100 Hz, la resistencia R14 establece una tensión UZ = 200 mV en la carga. El voltaje Uf debe configurarse solo ajustando el voltaje en la fuente de alimentación. El circuito R24C16 compensa algún cambio de fase causado por el rectificador activo en DA3. Como resultado, la configuración de la resistencia de sintonización R24 en frecuencias altas se lleva a cabo para que no haya cambio de fase para la resistencia ficticia de carga no inductiva (f = 0 °). Para calibrar el medidor de fase, las salidas de ambos comparadores se conectan temporalmente al bus de alimentación de -6,7 V y el control deslizante de la resistencia de ajuste R33 se ajusta en la posición en la que se obtiene Uf = -900 mV. Sobre la posibilidad de reemplazar los elementos del dispositivo. Está permitido reemplazar el microcircuito del amplificador operacional TL084 con TL074, TL082 o K574UD2 doméstico (los dos últimos microcircuitos contienen dos amplificadores operacionales en el paquete). Como amplificadores y comparadores DA3-DA5, puede usar el chip K1401UD6, que contiene un amplificador operacional y un comparador cada uno. Sin embargo, los comparadores LM311 son reemplazables por otros que tienen una salida de colector abierto: LM306, LM393, K554CA3, KR521CA3. El amplificador operacional EL2044CN se puede reemplazar por otro de banda ancha; la etapa de entrada de la mayoría de estos amplificadores operacionales se realiza en transistores de estructura npn y, por lo tanto, será necesario cambiar la polaridad de encendido del condensador C13. Los diodos VD1-VD3 (con barrera Schottky) tienen tensión reducida en conexión directa; se reemplazan por KD922(A-B), KD523A. Sin embargo, si el amplificador operacional de banda ancha DA3 tiene una ganancia de más de 5000, se permite usar diodos de las series KD503, KD518, KD520. CD4030 tiene una contraparte doméstica K561LP2. En el rectificador PSU, es posible usar diodos KD521, KD522 con cualquier índice y un microcircuito de un regulador de voltaje bipolar ajustable KR142EN6 (NE5554). También notamos que casi cualquier generador funcional es adecuado como generador de señal en cuadratura, que contiene en su estructura un integrador y un convertidor de señal triangular a sinusoidal con una impedancia de salida de no más de 50 ohmios. Autor: Kuhle H. Messchaltung fur Lautsprecher. - Radio Fernsehen
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