|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Vatímetro de alta frecuencia y generador de ruido. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Tecnología de medición El diseño propuesto de un vatímetro de alta frecuencia se desarrolló sobre la base de dos dispositivos descritos en [1, 2], donde se consideró la posibilidad de utilizar lámparas incandescentes en miniatura en los equipos de medición. Además de la simplicidad del diseño y la disponibilidad de los elementos sensores utilizados, el autor se sintió atraído por el hecho de que la sintonización de dicho dispositivo de banda ancha no requiere mediciones de alta frecuencia. Todo lo que necesita es un multímetro digital de tres o cuatro dígitos. Todas las medidas se realizan en corriente continua. La principal diferencia del diseño propuesto del vatímetro es que el puente de medición, al que está conectado el convertidor de sensor en lámparas incandescentes, se equilibra automáticamente durante la operación. El vatímetro, cuyo circuito se analiza a continuación, también se puede utilizar como generador de ruido estable con una impedancia de salida adaptada de 50 ohmios. Dado que el dispositivo tiene un conjunto de sensor de estabilización de resistencia automática (ACC), la temperatura del filamento también se estabiliza con gran precisión. El nivel de ruido puede juzgar indirectamente la banda de frecuencia operativa del dispositivo. El ruido de la lámpara se extiende hasta 1 GHz. y la caída de nivel comienza en las frecuencias de 600...700 MHz, lo que corresponde a los datos dados en [1, 2]. Puede leer sobre generadores de ruido y mediciones con su ayuda en [3, 4]. Durante los experimentos, resultó que las lámparas incandescentes eran muy sensibles al estrés mecánico. En la práctica, esto significa que el dispositivo debe protegerse contra golpes, de lo contrario, los parámetros del convertidor pueden cambiar abruptamente. Esto sucede, aparentemente, debido al desplazamiento del filamento y un cambio en el modo de transferencia de calor. El nivel más estable, como han demostrado las pruebas, es el que alcanza el sensor después de encenderlo. Dado que el nodo ACC funciona de manera muy estable, el indicador de cuadrante determina fácilmente la transición a otro nivel de RL como un cambio "cero". Si se requiere una medición precisa, la tensión de alimentación se debe desconectar y volver a conectar. La estabilidad del sensor, no relacionada con influencias mecánicas, es bastante alta: durante el día, el dispositivo no detectó un cambio de cero y un límite (por un indicador de cuadrante), lo que no sucede, por ejemplo, con un milivoltímetro industrial VZ-48. Los fundamentos del método de medición de potencia de RF aplicado se describen en [1, 2]. Las designaciones en el texto corresponden a las adoptadas en los artículos originales. La potencia total que calienta los filamentos de las lámparas, Рl \u1d Rvch + Pzam. ( una) donde RHF - potencia de alta frecuencia. Рzam - Energía de reemplazo de CC [2]. Transformemos la expresión (1): Rvch \u2d Rl - Rzam \u2d (Ul2 - Uzam2) / R \u2d (XNUMXUl ΔU-ΔUXNUMX) / R. (XNUMX) donde ΔU = Ul - Uzam; l = Ul2/R; Рzam = Uzam2/R: R = 200 Ohm (o 50 Ohm para un sensor con lámparas conectadas en paralelo, ver más abajo). De la expresión (2) se deduce que el valor de la potencia de RF en la entrada del sensor es función de la diferencia de tensión ΔU = Ul-Uzam. Es esta diferencia de voltaje (suponiendo el equilibrio del puente) lo que mide el vatímetro. La fórmula (2) se puede representar en forma normalizada: Rvch/Rl = 2ΔU/Ul - (ΔU/Ul)2 (3) La forma de la función (3) se muestra en la fig. 1. Usando el gráfico que se muestra en él o la expresión analítica (3). para un microamperímetro es posible dibujar una escala no lineal de valores RHF/Rl. que es lo mismo para cualquier sensor. El cálculo de la potencia de RF medida se realiza multiplicando las lecturas del dispositivo por el valor de Рl de un sensor en particular (la muestra fabricada tenía un valor de Рl = 120 mW). Si en tal escala el dispositivo indicador muestra el valor "0.75". la potencia de entrada medida es: RF = 0.75RL = 0.75-120 = 90 mW. En el gráfico se puede ver que si solo se usa la sección inicial del rango Рl para las mediciones, la no linealidad de la escala será menor. Por lo tanto, en la muestra fabricada del vatímetro, se utilizan dos escalas lineales del microamperímetro. correspondiente a dos límites: 40 y 100 mW. Para un sensor específico con Рl = 120 mW, la posición de los límites superiores de estos rangos se muestra en la Fig. 1. Las escalas lineales y no lineales se conjugan en dos puntos (cero y máximo). En otros puntos, el dispositivo subestima las lecturas de la potencia medida.
Dado que la mayoría de las mediciones de RF se reducen a establecer el valor máximo (mínimo) de voltaje o potencia, la indicación analógica es la más conveniente y el error de escala indicado no es un inconveniente significativo. Además, el dispositivo conserva la capacidad de medir el valor de potencia exacto con un voltímetro digital externo [2]. El diagrama esquemático del dispositivo se muestra en la fig. 2. Los estabilizadores de voltaje DA1, DA3 están incluidos según el esquema estándar. Los condensadores C4, C6 reducen el nivel de ondulación del voltaje de salida. El regulador integral DA2 crea una polarización negativa de -2.5 V, que se utiliza para alimentar el amplificador operacional. El estabilizador DA4 realiza la función de una fuente de voltaje ejemplar de 2,5 V (ION).
El nodo ACC se realiza en el amplificador operacional DA7 y el transistor VT1. El principio de funcionamiento de este nodo es similar al funcionamiento de un estabilizador de voltaje de compensación convencional, pero en lugar de un diodo zener, se instala otro elemento no lineal: una lámpara incandescente. El equilibrio del puente se mantiene con alta precisión (hasta 10 ... 20 μV) cambiando su voltaje de suministro (R7 - R10 y lámparas de sensor). Las resistencias de las resistencias puente se seleccionan con un error de ±0,1%. Como el puente está equilibrado, al conectar el sensor con una conexión en serie de lámparas (Fig. 2), se cumple la igualdad: Rd \u9d R10 + R200 \uXNUMXd XNUMX ohmios, donde Rd es la resistencia del sensor. Un dispositivo digital de 3.5 bits no permite medir la resistencia con la precisión indicada, pero se puede calibrar utilizando resistencias de precisión (por ejemplo, C5-5V) con una tolerancia de 0.05 - 0,1%. Dado que los elementos del puente se calientan durante el funcionamiento, no se recomienda utilizar resistencias MLT debido al gran valor de TCR ±(500... 1200)-10-6 1/°C [6]. Es importante que las resistencias de las resistencias R7. R8 difería en no más de ± 0,1%, y el valor puede estar en el rango de 47 ... 75 ohmios. No se recomienda reducir la potencia de las resistencias incluidas en los brazos del puente de medida indicado en el esquema. Inmediatamente después de encender el dispositivo para iniciar el ACC, la resistencia R6 crea una pequeña corriente inicial que fluye a través del puente, por lo que la potencia máxima medida por un sensor específico es algo menor que Rl. El conector de alta frecuencia XW1 también elimina el voltaje de ruido en una amplia banda de frecuencia. Para el funcionamiento normal del conjunto ACC, las lámparas deben funcionar en un modo en el que el hilo brille débilmente o no brille en absoluto. Con un brillo brillante, la dependencia del voltaje de la lámpara con la corriente que fluye es casi lineal, y en esta sección "lineal" del ACC no funciona. La potencia máxima de los sensores con los que trabaja el vatímetro no supera los 250 mW. Aquí solo se consideran sensores con una impedancia de entrada de 50 ohmios. pero también puedes usar sensores con una resistencia de 75 ohmios [2]. La resistencia de las resistencias del puente en este caso: R9 = 225 ohmios. R10 = 75 ohmios. La potencia de los sensores con las mismas lámparas aumentará aproximadamente al doble, por lo que habrá que aumentar la tensión de alimentación del puente. El tipo de sensor "A" se describe en detalle en [1, 2]. En estado encendido, su resistencia de CC es de 200 ohmios. y desde el lado de entrada de RF: 50 ohmios Las lámparas para dicho sensor deben seleccionarse en pares para que, en el estado encendido, las caídas de voltaje en ambas lámparas sean aproximadamente iguales. Al verificar varias instancias de las lámparas, es fácil ver que esta condición a menudo no se cumple, incluso cuando las resistencias de las lámparas en estado frío son las mismas. Suponiendo que la resistencia de entrada debe estar dentro de los 50 ohmios ±0.25%. entonces, en este caso, los voltajes en las lámparas conectadas al vatímetro pueden diferir en no más del 15%. La muestra del sensor, con la que se probó el funcionamiento del dispositivo, tenía los siguientes parámetros: Ul = 4,906 V (Pl = 120 mW). Un1= 2.6 V. Un2= 2,306 V (la diferencia de tensión entre las lámparas es de aproximadamente el 12 %). En la fig. 2 para CI. C2 en el sensor "A" está configurado en 0,44 μF, lo que le permite reducir el límite inferior del rango de frecuencia a 1 ... 1,5 MHz. Para reducir la inductancia del circuito de entrada, se utilizaron dos condensadores CHIP de 0.22 μF conectados en paralelo. Con los valores de los condensadores indicados en [1, 2] (0.047 μF), se puede lograr una precisión de medición de alrededor del 1% solo en el límite del rango de frecuencia de al menos 15 MHz, y no 150 kHz. A diferencia de lo descrito en [2]. El vatímetro propuesto permite utilizar dos tipos de sensores, en los que las lámparas se conectan en serie (sensor tipo "A") o en paralelo (sensor tipo "B"). El sensor tipo "B" conectado al dispositivo con un puente en los pines 1 y 4 en el conector del sensor cierra la resistencia R9 del puente, por lo tanto, Rd \u10d R50 \u0.25d 0.5 Ohm. Para sensores de este tipo, no es necesaria la selección de un par específico de lámparas. Para obtener el valor requerido de Rl. Se pueden usar de una a cuatro lámparas en el sensor, y pueden ser de varios tipos. Para expandir su rango de frecuencia hacia abajo, un aumento en la inductancia del inductor no debe conducir a un aumento en su resistencia activa (preferiblemente no más de 50 ohmios, es decir, 0.3 % de 0.4 ohmios). El inductor debe estar enrollado con un alambre con un diámetro de 50 ... 1 mm para obtener una inductancia de bobina del orden de 16 μH con las dimensiones de la resistencia MLT-1. Con tal inductancia, el límite inferior del rango de frecuencia del sensor "B" es de XNUMX MHz, en contraste con el sensor inna "A", que ya es bastante preciso a una frecuencia de XNUMX MHz. En chips DA6. DA7 y LED HL1. Comparador fabricado en HL2. Su propósito es indicar el equilibrio del puente de medición. Cuando está equilibrado, ambos LED se apagan. Con los valores de las resistencias R29 y R31 indicados en el diagrama, la zona muerta del comparador es de aproximadamente ± 60 ... 90 μV. Si la potencia de RF en la entrada del sensor es igual al valor máximo permitido Рl (en realidad algo menos). ACC no puede equilibrar el puente y uno de los LED HL1. HL2 se enciende, indicando que la medición no es posible. La inercia de las lámparas incandescentes le permite ver visualmente el proceso de regulación (duración 1 ... 2 s). Como resultado, el indicador tiene otra función positiva: le permite determinar cambios pequeños y rápidos en la amplitud de la señal de RF en la entrada del dispositivo. Se sabe que tales fluctuaciones de amplitud son características de generadores o cascadas de amplificación inestables, que también son propensos a la autoexcitación a frecuencias espurias. Por ejemplo, al verificar el vatímetro del generador G4-117, se encontró que a frecuencias superiores a 8 MHz y un nivel de señal de salida de más de 2 V (con una carga de 50 ohmios), el estabilizador interno de la amplitud de la señal de salida prácticamente no funciona en el generador. La unidad de visualización del dispositivo está hecha en el OS DA4. DA5. microamperímetro RA1. Resistencias variables R19 (corrector de cero) y R24. R26 y R25, R27 (corrector de "rango") facilitan la configuración del vatímetro para que funcione con cualquier sensor con Pl < 220 mW. Con amplios rangos de ajuste, es mejor usar resistencias bobinadas de múltiples vueltas. Por lo tanto, para ajustar el "cero" en el dispositivo, se instala una resistencia variable del tipo SP5-35B con una alta resolución eléctrica [6]. Por regla general, no se requiere una corrección de cero adicional cuando se cambia a otro rango de medición. Los ajustes de cero y span no se afectan entre sí. La presencia del puente de diodos se debe a que la potencia es un valor positivo. Con esta opción de encender el microamperímetro, su flecha no cruza el cero. La mayoría de los elementos del dispositivo están ubicados en la misma placa y aquellos que se calientan durante el funcionamiento del vatímetro (DAI, DA2. VT1. R7-R10). tener contacto térmico con el panel de aluminio posterior del instrumento. Es mejor configurar el dispositivo en una caja cerrada. El diseño debe permitir el acceso a todos los elementos de ajuste. Los diseños de sensores y dibujos de placas de circuito impreso se muestran en la fig. 3, 4. La lámina del reverso de la placa de circuito impreso se conserva por completo. El conector de alta frecuencia y la malla del cable están soldados en ambos lados de la placa. Para minimizar la inductancia intrínseca de los sensores, utilizan condensadores de montaje superficial (0.22 y 0.022 uF, dos en paralelo). El cuerpo del conector de alta frecuencia está soldado a la lámina en ambos lados de la placa.
El vatímetro utiliza resistencias de alambre de precisión S5-5V 1 W con una resistencia de 100 Ohm con una tolerancia de ±0.1% (TCS ±50 10-6 1/°C). Como R7, R8, R10, se instalan dos resistencias conectadas en paralelo, y R9 está formado por la conexión en serie-paralelo de tres. También es posible utilizar otras resistencias de precisión, por ejemplo, C2-29V, C2-14. Resistencias R24 - R26 - sintonización. cable SP5-2, SP5-3. Toma XS1 para conexión de sensor - ONTS-VG-4-5/16-R (SG-5). conectores de alta frecuencia XW1 - СР-50-73Ф. Conector de alimentación - macho, hembra DJK-03B (2.4/5.5 mm). En lugar del puente KD906A, puede usar cualquier diodo, por ejemplo, las series D9, D220, KD503. KD521. Microamperímetro - M24. M265 con una corriente de desviación total de 50 - 500 μA. KR142EN12A se puede reemplazar con un análogo importado de baja potencia: LM317LZ y KR 142EN19: TL431. El vatímetro se ajusta en forma ensamblada 10 ... 15 minutos después de encenderlo. Primero, cualquier par de lámparas CMH2-3 se conecta a los pines 1, 9 del conector XP60. conectado en serie, y a los enchufes "A" y "B" - un voltímetro digital, que está incluido en el límite mínimo de medición (200 mV). Al girar la resistencia de sintonización R15, se logran lecturas cero del voltímetro. Después de equilibrar el puente de medición, ajuste el comparador. La resistencia R21 (o R23, según la polarización inicial del amplificador operacional DA8. DA9) se reemplaza temporalmente (se deberá abrir la carcasa del dispositivo) con una resistencia variable de 100 kOhm. Al cambiar la resistencia de la resistencia, se logra un estado en el que ambos LED se apagarán. Luego, la resistencia variable se reemplaza por una constante con una resistencia cercana a la encontrada. Los límites de dicho ajuste de compensación son relativamente estrechos, por lo que se recomienda verificar el valor de compensación inicial de todos los amplificadores operacionales antes de instalarlos en la placa. Se deben usar chips con una compensación mínima como DA8. DA9. Para otros microcircuitos, el valor de la compensación inicial no es tan importante, ya que sus modos de operación pueden ser controlados por las correspondientes resistencias variables. Después de ajustar el comparador, debe asegurarse de que su zona muerta sea de ±60...90 µV. Está permitido desequilibrar el puente con la resistencia R15 dentro de un rango pequeño y determinar el voltaje de desajuste al que se encienden los LED utilizando el voltímetro digital conectado. Es deseable que la zona muerta del comparador sea simétrica (respecto al punto de equilibrio del puente). Para expandirlo, puede aumentar la resistencia de la resistencia R29. Habiendo terminado de configurar el comparador, el puente de medición finalmente se equilibra con la resistencia R15. Usando la resistencia R19, debe verificar que para las lámparas seleccionadas arbitrariamente, se establezcan lecturas cero del microamperímetro PA1. Una vez completadas estas operaciones, se seleccionan pares de lámparas para el sensor en el dispositivo encendido de acuerdo con la estabilidad mecánica y la diferencia de voltaje. El voltímetro digital debe cambiarse a las tomas "0", "B". Mostrará el voltaje Un, a partir del cual es fácil calcular Rl. Los puntos superiores de los rangos "100 mW" y "40 mW" se pueden configurar mediante cálculo, ya que a un valor dado de Pp se sabe qué voltaje mostrará el voltímetro digital en los puntos indicados (Uzam). Se puede aplicar una señal a la entrada del sensor desde cualquier generador con una frecuencia superior a 2...3 MHz y una tensión de salida de al menos 2,5 V (con una carga de 50 ohmios). El nivel de señal del generador se ajusta de acuerdo con las lecturas de un voltímetro digital de la siguiente manera. de modo que el voltímetro muestre el valor calculado Uzam, luego de lo cual, ajustando la resistencia R24 (R25), coloque la aguja del microamperímetro en la última división de la escala. Para alimentar el dispositivo, cualquier fuente con un voltaje de salida de 15 ... 24 V de entrada de 150 ... 200 mA es adecuada. Si se utiliza un "adaptador" de red de baja potencia, asegúrese de que el límite inferior de la ondulación del voltaje de entrada sea al menos 2.5 V superior a 12 V. No se ha podido realizar una comprobación directa de las características del dispositivo fabricado por falta de dispositivos adecuados. Por lo tanto, no hay necesidad de hablar sobre la verificación de las propiedades de frecuencia del sensor a frecuencias de cientos de megahercios. El autor tenía a su disposición solo un multímetro digital DT930F + (clase de precisión 0.05 al medir voltaje DC y 0.5 al medir resistencia, voltaje rms AC hasta 400 Hz [5]), un generador de baja frecuencia GZ-117 (hasta 10 MHz), y un milivoltímetro VZ 48 (clase de precisión 2.5 En la banda 45 Hz ... 10 MHz). La verificación de varios puntos de la escala (el control se realizó en un voltímetro digital y no en una escala de microamperímetro) a una frecuencia de 5 MHz mostró que el vatímetro funciona con mayor precisión y estabilidad que el VZ-48. Es bueno que este milivoltímetro tuviera tomas de control en la pared trasera, a las que se puede conectar un voltímetro externo (digital). Asumiendo que el VZ-48 no tiene un error de frecuencia en la parte media del rango de frecuencia de operación, se calibraron tres puntos de voltaje a una frecuencia de 400 Hz. según el voltímetro digital disponible clase 0.5. Después de eso, el generador se sintonizó a una frecuencia de 5 MHz y los valores de voltaje medidos previamente en la entrada del sensor se restauraron utilizando un voltímetro digital (y no la escala analógica VZ-48). Según las lecturas del VZ-48, la potencia de entrada se calculó a partir de la relación Pl = U2/50. y la potencia que mostraba el vatímetro se calculó por la fórmula (2). Los resultados de estas mediciones se muestran en la tabla. Es especialmente impresionante que en los valores de error obtenidos, la presencia de un error sistemático es claramente visible [7, 8], lo que significa que los parámetros del vatímetro pueden ser aún mejores.
Varios termistores pueden servir como sensores, tanto con TCR positivo como negativo. Para que la unidad ACC funcione con termistores TCR negativos (las lámparas incandescentes tienen un TCR positivo), se proporcionan puentes en el circuito del dispositivo (resaltados con una línea de puntos), que deben reorganizarse en la posición entre los contactos 1 y 4 , 2 y 3. Para probar la operabilidad de ACC con un sensor que tiene un TCS negativo, se utilizó un termistor tipo perla MKMT-16 con una resistencia nominal de 5,1 kOhm [6] cuando se encendió de acuerdo con el circuito del sensor "B". A pesar del gran valor de la resistencia inicial, la tensión de alimentación de 10 V fue suficiente para calentar el termistor en miniatura y equilibrar el puente. Pero dado que la temperatura de funcionamiento del termistor es significativamente más baja que la del filamento y el aislamiento térmico es peor, este sensor funciona más como un medidor de temperatura y la estabilidad cero es muy baja. El valor de Рl = 102 mW. Para aquellos que quieran experimentar con diferentes sensores, aquí hay algunos consejos generales. La resistencia inicial del termistor (para cualquier signo de TCR) debe elegirse de manera que la resistencia del termistor calentado (o una combinación de varios termistores) sea de 50 ohmios. alcanzado a la temperatura de calentamiento más alta posible. Por ejemplo, termistores ST1 -18. El tipo de perla CT1-19 está operativo hasta +300°С [6]. Al mismo tiempo, se deben tomar medidas en el diseño del sensor para la estabilización térmica pasiva y el aislamiento térmico del termistor. Los termistores NTC en el momento del encendido pueden tener demasiada resistencia, por lo tanto, es posible que se requiera un aumento significativo en el voltaje de suministro para crear condiciones para el autocalentamiento. Al usar positores, no habrá problemas con la fuente de alimentación. Excepto CMH9-60. puede usar otros tipos de lámparas incandescentes en miniatura, cuyos parámetros se dan en [1, 2]. Es fácil obtener transductores con valor Rl desde unidades hasta cientos de milivatios. La medición de la potencia de la señal de RF más alta se realiza a través de atenuadores emparejados. El cálculo de los atenuadores se puede encontrar en [9,10]. Literatura
Autor: O. Fedorov, Moscú
Cuero artificial para emulación táctil.
15.04.2024 Arena para gatos Petgugu Global
15.04.2024 El atractivo de los hombres cariñosos.
14.04.2024
▪ L7987 - Regulador asíncrono 61V 3A DC/DC con limitador de corriente ▪ Control del movimiento de skyrmions individuales a temperatura ambiente ▪ El efecto del cacao en el rendimiento mental ▪ Las nanopinzas extraen moléculas individuales de una célula viva sin destruirla
▪ sección del sitio Detectores de intensidad de campo. Selección de artículos ▪ artículo de Alejandro Humboldt. Aforismos famosos ▪ artículo Goleta-trimarán a base de kayak. transporte personal ▪ artículo Antenas de onda ultracorta. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. ▪ artículo Refranes y refranes cingaleses. Selección larga
Hogar | Biblioteca | Artículos | Mapa del sitio | Revisiones del sitio
www.diagrama.com.ua |
Ver otros artículos sección 
Últimas noticias de ciencia y tecnología, nueva electrónica:
Todos los idiomas de esta página