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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Dispositivo de iluminación dinámica programable autónomo de 32 canales con interfaz serie. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / iluminación Los dispositivos dinámicos de luz (SDU) se utilizan ampliamente para el diseño estético de bares, discotecas, casinos, iluminación navideña, en electrónica automotriz (para controlar las "luces" de las señales de alto), así como para organizar publicidad iluminada. Las SDU con algoritmos programables permiten implementar una amplia variedad de efectos dinámicos de luz y controlar una gran cantidad de elementos de luz según el programa. Tal dispositivo se puede implementar, por ejemplo, en un microcontrolador y varios registros, como circuitos de interfaz, para controlar un conjunto de elementos de luz. Pero, a pesar de la simplicidad de las soluciones de circuitos, la fabricación de dichos dispositivos en un laboratorio de radioaficionados es limitada, debido a la inevitabilidad del uso de un programador o una computadora costosos. Por otro lado, el uso de microcircuitos lógicos estándar comunes permite construir un dispositivo de luz dinámico multicanal completamente autónomo con un programador integrado que no requiere el uso de ningún programador adicional en general, ni de una computadora en particular. Esto le permite reprogramar un conjunto de efectos de iluminación dinámicos en solo unos minutos en un modo completamente fuera de línea. El uso de una interfaz en serie implementada en este dispositivo le permite controlar simultáneamente y sincrónicamente varias guirnaldas de elementos de luz a través de tres líneas de señal (sin contar el cable común), cuya longitud total puede alcanzar los 100 m.
Visión de conjunto La SDU de 32 canales autónoma programable es una versión mejorada del dispositivo publicado en [1], y permite controlar de forma independiente cada uno de los 32 elementos de luz de la guirnalda a través de 3 líneas de conexión de la interfaz serie. La versión mejorada del dispositivo tiene en cuenta todas las características del funcionamiento del controlador en líneas no coordinadas de gran longitud. Esta construcción de la SDU le permite aumentar la cantidad de elementos con costos mínimos de hardware sin aumentar el arnés de cableado y colocar la guirnalda a una gran distancia de la placa del controlador principal. La variedad de efectos de luz dinámicos es ilimitada y depende de la imaginación del usuario. Esta arquitectura tiene el potencial de aumentar la cantidad de elementos ligeros sin un cambio significativo en el protocolo de la interfaz serial. (Esto será discutido abajo). En la gran mayoría de los diseños de dispositivos dinámicos de luz, cada elemento de luz se controla mediante su conexión directa mediante un conductor de señal separado a la placa controladora principal. Pero, como regla, tales dispositivos le permiten controlar solo una pequeña cantidad de elementos [2]. Aumentar su número requiere el uso de chips de memoria adicionales y un aumento correspondiente en el arnés de cableado. Esto conduce a una complicación significativa tanto del circuito como del código del programa requerido para "flashear" varios chips de memoria. Además, en esta versión es imposible controlar un conjunto de elementos de luz que se encuentran a una distancia considerable de la placa controladora principal. La práctica de repetir dispositivos dinámicos de luz, por ejemplo [2], muestra que el firmware publicado, desafortunadamente, está lejos de ser perfecto y contiene errores graves. Pero, el usuario espera que el resultado del dispositivo obtenga exactamente un efecto visual estético. Por lo tanto, tal enfoque para el desarrollo del código del programa desalienta por completo el deseo de repetir los dispositivos dinámicos de luz programables, a pesar de la amplia variedad de efectos implementados por el software. El dispositivo propuesto no presenta este inconveniente, y antes de almacenar en memoria la combinación dinámica de luces actual, se visualiza en la línea de control de LEDs, lo que elimina por completo los posibles errores que pueda cometer el usuario en el proceso de programación. La solución al problema de aumentar el número y controlar un conjunto de elementos de luz ubicados a una gran distancia de la placa controladora principal es el uso de una interfaz en serie entre la placa principal y una guirnalda que consta de registros, los elementos de luz están conectados directamente a cuyas salidas. En tal dispositivo, la transferencia de datos a los registros de salida se lleva a cabo durante un período de tiempo muy corto con una frecuencia de reloj de aproximadamente 12,5 kHz (con una frecuencia de reloj del generador de RF de 100 kHz). Los paquetes de datos se suceden a una frecuencia de aproximadamente 10 Hz, lo que conduce a un cambio en las combinaciones de luces dinámicas. Dado que el tiempo de actualización de datos en los registros es muy corto: 80 μs x 32 pulsos = 2,56 ms, el cambio de combinaciones es visualmente imperceptible, lo que crea el efecto de su reproducción continua. La línea está formada por un haz de 4 conductores trenzados, incluido un cable "común", con una longitud de línea de hasta 10 metros, y un haz de 7 conductores trenzados, con una longitud de 10 a 100 metros. En el segundo caso, cada conductor de señal ("Datos", "Sincronización", "Habilitación de indicación") se fabrica como un "par trenzado", cuyo segundo conductor está conectado a tierra en ambos lados de la línea y, después de eso, todos los conductores se combinan en un paquete. Como es sabido, los reflejos de señales múltiples que ocurren en líneas largas no coincidentes, así como la interacción de interferencia de dos líneas de señales incluidas en un paquete, bajo ciertas condiciones, pueden conducir a errores en la transmisión de datos, que en el caso de un sistema de luz dinámico significa una violación del efecto estético. Esto impone restricciones sobre la longitud de la línea de conexión e impone requisitos estrictos sobre la inmunidad al ruido de un sistema que utiliza una interfaz en serie.
La inmunidad al ruido de un sistema que utiliza una interfaz serial depende de muchos factores: la frecuencia y forma de los pulsos de la señal transmitida, el tiempo entre cambios en los niveles (ciclo de trabajo) de los pulsos, la capacitancia específica de los conductores de línea incluidos en el paquete, la resistencia de línea equivalente, así como la impedancia de entrada de los receptores de señal y los controladores de impedancia de salida. Se sabe que el criterio principal de la inmunidad al ruido es el valor del umbral de tensión de conmutación de los elementos lógicos [3]. El umbral de tensión de conmutación del elemento lógico inversor se toma como un valor en el que la salida del elemento se ajusta a una tensión igual a la entrada. Para los microcircuitos TTL (serie K155), este valor es de aproximadamente 1,1 V con una tensión de alimentación típica de 5 V [3]. El uso de dichos microcircuitos en dispositivos para transmitir y recibir datos a través de líneas largas no coordinadas no permite obtener una inmunidad al ruido aceptable incluso cuando se trabaja en una línea corta (5 m). El hecho es que múltiples reflejos de la señal, cuya amplitud incluso supera ligeramente el valor del umbral de tensión de conmutación de los elementos lógicos (1,1 V), conducen a una conmutación múltiple de los registros de salida y, por lo tanto, a errores en la transmisión de datos. El uso de circuitos integrados de estructura TTLSH más avanzados (serie KR1533) no resuelve el problema, ya que el voltaje de umbral para ellos no es mucho más alto y es de solo 1,52 V a un voltaje de suministro estándar [3]. Para compensar parcialmente la señal reflejada, a menudo se utilizan filtros RC ordinarios (las llamadas cadenas integradoras), pero ellos mismos introducen distorsiones en la señal transmitida, aumentando artificialmente los tiempos de subida y bajada de los frentes de señal. Por lo tanto, este método es ineficiente y, en última instancia, solo conduce a un aumento en la capacitancia parásita total de la línea, lo que crea una carga adicional en los chips traductores de señales en el lado transmisor de la línea. Hay otro problema asociado con el uso de filtros RC. Con un aumento en los tiempos de subida y bajada de los frentes de señal, también aumenta el tiempo de "permanencia" de la señal de control cerca del nivel de umbral "peligroso" de la tensión de conmutación del elemento lógico, lo que, a su vez, conduce a un aumento de la probabilidad de una conmutación falsa del registro de salida bajo la influencia de una señal de interferencia. En el caso de usar microcircuitos de la estructura CMOS de la serie KR1564, las características de transferencia simétrica proporcionan inmunidad al ruido al nivel del 45% del voltaje de la fuente de alimentación, que está cerca del valor ideal (50%), y la inmunidad al ruido del sistema aumenta con el aumento de la tensión de alimentación, ya que aumenta la amplitud de la señal transmitida.
La base del elemento moderno: microcircuitos CMOS de alta velocidad con alta capacidad de carga y máxima inmunidad al ruido (su voltaje de conmutación de umbral es casi igual a la mitad del voltaje de suministro), le permite construir una SDU con una interfaz en serie, la longitud de las líneas de conexión de los cuales, teniendo en cuenta las secciones que conectan los registros de la guirnalda remota, pueden alcanzar los 100 m incluso cuando se utiliza un cable de par trenzado convencional (¡sin conductores blindados!). Además, para traducir las señales a la línea se utilizan potentes elementos amortiguadores con disparadores Schmitt del tipo KR1554TL2, cuya alta capacidad de carga permite el control directo de la carga capacitiva.
Los efectos de las líneas largas que no coinciden comienzan a aparecer cuando los tiempos de retardo de propagación de la señal a lo largo de la línea y hacia atrás comienzan a exceder la duración de los frentes de subida y bajada de la señal. Cualquier desajuste entre la impedancia de línea equivalente y la impedancia de entrada de la puerta lógica en el lado de recepción de la línea o la impedancia de salida del controlador en el lado de transmisión hará que la señal se refleje varias veces. Los tiempos típicos de subida y bajada de los microcircuitos de la serie KR1564 son inferiores a 5 ns, por lo que los efectos de las líneas largas que no coinciden comienzan a aparecer en una longitud de línea de varias decenas de centímetros. Conociendo las características de la línea de transmisión, como la capacitancia total de entrada y la capacitancia específica por unidad de longitud, es posible calcular el tiempo de retardo de propagación de la señal a lo largo de toda la línea. Un tiempo de retardo de propagación típico suele ser de 5 a 10 ns/m. Si la longitud de la línea de conexión es lo suficientemente larga y los tiempos de subida y bajada de la señal son lo suficientemente cortos (es decir, la pendiente es alta), el desajuste entre la resistencia de línea equivalente y la resistencia de entrada del elemento lógico CMOS en el receptor lado crea una reflexión de señal, cuya amplitud depende del valor instantáneo de la tensión aplicada a la entrada del elemento, y el coeficiente de reflexión, que, a su vez, depende de la resistencia de línea equivalente y la resistencia de entrada de la lógica de entrada elemento. Dado que la impedancia de entrada de los elementos de los microcircuitos de la serie KR1564 es muchas veces mayor que la resistencia equivalente de una línea hecha de un par trenzado o un conductor blindado, el voltaje reflejado en la entrada del receptor se duplica. Esta señal reflejada se propaga a lo largo de la línea de regreso al transmisor, donde se refleja nuevamente, y el proceso se repite hasta que la señal se atenúa por completo. La ventaja de los microcircuitos CMOS, debido a su alta capacidad de carga (serie KR1554), es la capacidad de controlar directamente una carga capacitiva. Las características de transferencia de corriente-voltaje equilibradas (simétricas) de los elementos de estos microcircuitos hacen posible obtener casi los mismos tiempos de subida y caída del frente. Además, para transmitir señales a la línea y recibirlas, puede usar elementos de búfer basados en disparadores Schmitt, que restauran una forma estrictamente rectangular de una señal distorsionada y, por lo tanto, eliminan la activación falsa de registros. Además, la presencia de histéresis en la característica de transferencia (a una tensión de alimentación de 5 V para IS KR1564TL2, este valor es de aproximadamente 400 mV) crea un margen adicional de inmunidad al ruido [3]. Diagrama esquemático El dispositivo contiene dos registros conectados en paralelo. Uno de ellos es uno de control instalado en la placa principal del dispositivo. Los LED están conectados a las salidas de sus microcircuitos (DD18 - DD21), que proporcionan una observación visual del proceso de programación. El segundo, el registro de salida (DD23, DD25, DD27, DD29), es el control de la cadena de elementos remotos. Ambos registros funcionan sincrónicamente, pero solo el primero de ellos participa en el proceso de programación. El control del registro de salida y, por tanto, la carga de datos en él, se realiza a través de las líneas de señal de la interfaz serie: "Datos", "Sincronización" y "Habilitación de indicación". La tercera línea es auxiliar, esta señal apaga brevemente las salidas IC de todos los registros durante la carga de la combinación actual, lo que elimina el efecto de parpadeo de los LED de baja respuesta. Por lo tanto, la guirnalda de elementos remotos se conecta a la placa principal del dispositivo (sin contar el blindaje (requerido solo para longitudes de línea de más de 10 m) que forman un par para cada conductor de señal) con solo cuatro cables: "Datos" , "Sincronización", "Resolución de pantalla" y "General". Debido al uso de una interfaz serial, tal construcción del dispositivo permite aumentar la cantidad de elementos ligeros con costos mínimos de hardware sin complicar significativamente el protocolo. Su número máximo está limitado solo por la inmunidad al ruido de la línea de comunicación y la capacidad de carga de la fuente de alimentación. Con los valores especificados de los elementos de temporización C4R12 del generador de reloj de RF ensamblados en los elementos DD3.3, DD3.4, y configurando el motor de resistencia trimmer R13 en la posición correspondiente a la resistencia máxima (que corresponde a la frecuencia del generador de RF FT \u20d 100 KHz) y la ejecución de líneas de conductores de señal con pares de cables trenzados, su longitud puede alcanzar los XNUMX metros. El dispositivo utiliza un IC de memoria no volátil con borrado eléctrico (EEPROM) con una capacidad de 16 Kbps (16384 bits) del tipo AT28C16-15PI. La cantidad de memoria correspondiente a una combinación es de 32 bits. El ciclo completo de la formación de un efecto de luz dinámico, por ejemplo, "fuego corriendo" consta de 32 combinaciones. Así, la cantidad de memoria ocupada por tal efecto es 32x32=1024 bits, por lo tanto, el número máximo de efectos de este tipo que pueden escribirse simultáneamente en EEPROM es 16384/1024=16. Debe tenerse en cuenta que este efecto es el que más recursos consume, por lo que el número real de efectos de luz dinámicos que ocupan menos espacio de direcciones EEPROM puede ser mucho mayor. Para obtener aún más efectos, con la misma cantidad de elementos de la guirnalda, se puede aumentar la cantidad de memoria, por ejemplo, hasta 64 Kb reemplazando el chip EEPROM con un AT28C64-15PI y aumentando la profundidad de bits del contador de direcciones . El proceso de programación es bastante simple y conveniente: se realiza presionando sucesivamente tres botones. La combinación de elementos emisores de luz se configura presionando sucesivamente dos botones: SB1 - "Grabar "0" y SB2 - "Grabar "1", que corresponden a la introducción de LED de encendido y apagado en la línea. La entrada de "cero" corresponde exactamente al LED de encendido, ya que este nivel aparece en la salida correspondiente del registro. La combinación de LED escrita en los registros se desplaza un dígito hacia la derecha inmediatamente después de la siguiente pulsación de cualquiera de los botones indicados. La combinación generada se registra en la EEPROM con una sola pulsación del botón SB3 - "Guardar la combinación". En este caso, se genera automáticamente una secuencia de pulsos, en la que el estado actual del registro de control se escribe en la EEPROM. Cabe destacar que dicho algoritmo de programación permite eliminar por completo los posibles errores que pueda cometer el usuario durante el proceso de programación, ya que no es necesario presionar el botón SB3 inmediatamente después de ingresar la combinación en la barra de control, y solo después de asegurarse de que al usar los botones SB1 y SB2 se haya ingresado la combinación correcta, presione SB3. ¿Cómo funciona? El diagrama del circuito eléctrico de una SDU programable autónoma de 32 canales se muestra en la fig. 1. El diagrama muestra claramente la conexión de un registro de salida, que consta de 8 microcircuitos, utilizando tres conductores de señal de la línea de conexión. Puede haber varios registros de salida de este tipo, que, cuando se conectan en paralelo, funcionarán de forma síncrona. Un conductor común (no mostrado en el diagrama) que conecta el registro de salida y el cable común de la placa del controlador principal también se incluye en la línea de conexión y debe estar hecho con un cable trenzado con una sección transversal de al menos 1 mm2. El dispositivo puede funcionar en dos modos: programación y lectura. (El diagrama muestra la posición del interruptor SA1 correspondiente al modo de reproducción). El modo de programación se establece en la posición inferior (según el diagrama) del interruptor SA1. Este modo indica la inclusión del LED rojo HL2. Al mismo tiempo, se bloquea el funcionamiento del generador de pulsos rectangulares de baja frecuencia recopilados en los elementos DD3.1, DD3.2 y se forma un nivel lógico bajo en la salida del elemento DD3.2 (pin 6). La pulsación sucesiva de los botones SB1, SB2 conduce a la aparición de niveles lógicos "0" en las salidas "1Q" o "2Q" del chip DD2, que contiene 4 flip-flops RS independientes idénticos. La aparición de cualquiera de estos niveles en las salidas "1Q" o "2Q", y por tanto en una de las entradas del elemento DD1.2, provoca la formación de un pulso positivo en su salida y su consiguiente limitación de duración por la cadena diferenciadora C2R10. Dado que las entradas "S0", "S1" del multiplexor DD14 se configuraron en "ceros" lógicos, sus salidas recibirán información de las entradas "A0", "B0". En este caso, qué nivel se escribirá en el primer dígito de los registros DD18, DD23 depende del botón presionado SB1 o SB2. Al presionar SB1, se escribirá un cero lógico, al presionar SB2, una unidad lógica. Después de introducir la combinación a la línea de control de LEDs HL12-HL43, y por ende a los registros de control DD18-DD21, presione el botón SB3. Esto inicia un ciclo de escritura de la combinación actual en la EEPROM, que consta de 4 ciclos. En cada ciclo, el contenido del registro DD16 se escribe en el registro de búfer DD21, se sobrescribe en EEPROM, la información contenida en los registros de control DD18-DD21 se desplaza a la derecha 8 bits y el contenido del registro DD21 se escribe en registro DD18. Por lo tanto, al final del cuarto ciclo, el contenido de los 4 circuitos integrados del registro de control se escribirá en la EEPROM con una actualización simultánea de su estado. Cuando se presiona el botón SB3, se genera un pulso positivo en la salida "3Q" del tercer disparador RS del IC DD2, de duración igual al tiempo que se presiona el botón. Este pulso, después de ser invertido por el elemento DD4.1 y limitado en duración por la cadena diferenciadora C3R11, pone el 4° RS-flip-flop del IC DD2 en un solo estado. La unidad lógica desde su salida "4Q" (pin 13) habilita la operación del generador de RF, realizado en los elementos DD3.3, DD3.4 y al mismo tiempo prohíbe la indicación de la combinación luz-dinámica actual contenida en el registros de control y salida. Esto es necesario para eliminar el efecto de parpadeo de los LED de acción rápida durante la carga de una nueva combinación. Asimismo, este nivel afecta las entradas de los elementos lógicos DD11.1, DD11.2 y provoca la aparición del último de ellos en la salida del nivel lógico "1", que afecta la entrada "S0" (pin 14) de el multiplexor DD14 y permite el paso a las salidas (pines 7 y 9) de información desde sus respectivas entradas "A1", "B1". Como en el momento del encendido está funcionando el circuito de puesta a cero de los contadores DD6, DD7, DD8.1, DD8.2, DD9.1, entonces en el momento inicial del primero de los 4 ciclos del ciclo de registro en las salidas Se forman "0" (pines 3) de los contadores DD6, DD7 niveles de unidad lógica. El flanco negativo del primer pulso de polaridad positiva en la entrada "CP" (pin 13) del contador DD6 dará lugar a la aparición de un nivel de unidad lógica en la salida "1" (pin 2), y por lo tanto el nivel " 1" a la salida del elemento DD5.2. Este nivel, "pasando" por el multiplexor inferior, según el esquema, DD14 e invertido por el disparador Schmitt DD17.3, afecta las entradas de puerta "C" (pines 12) de los registros de control DD18-DD21 (ver el diagrama en Fig. 2: diferencia negativa "CLK1"). Este nivel lógico en la salida del elemento DD5.2 se mantendrá hasta la caída del tercer pulso en la entrada "CP" del contador DD6 (ver diagrama en la Fig. 2: caída positiva (frontal) "CLK1"). Durante este período de tiempo, entre las recesiones del 1° y 2° pulso, se generará un pulso negativo en la salida del inversor DD4.4 (ver esquema en la Fig. 2: "CLK2"). Este pulso, después de repetir el multiplexor del circuito superior, que forma parte del IC DD15, escribirá en el registro de búfer DD16 un bit de información de la salida "PR" (pin 17) del último bit del registro de control DD21. El flanco positivo del pulso en la salida del inversor DD4.4 coincide en el tiempo con la caída del segundo pulso en la entrada "CP" del contador DD2 (ver el diagrama en la Fig. 6: frente "CLK2"). Al declinar el tercer pulso en la entrada "CP" del contador DD2, se formará una caída positiva ("CLK3") en la salida del elemento DD6, que, después de repetir el multiplexor DD5.2 IC más abajo en el circuito e invirtiendo el disparador Schmitt DD1, grabará un bit de información desde la salida "PR" del último bit del registro de control DD14 al primer bit del registro DD17.3. Los potentes disparadores Schmitt DD21 y DD18 (incluidos en el IC KR17.1 TL17.2) se introducen en el dispositivo para operar directamente en una línea con una carga capacitiva, así como para evitar que la señal reflejada de la línea ingrese a las entradas de los registros de control separando las cadenas de señales correspondientes. El procedimiento descrito se repite 8 veces hasta que se llena el registro de memoria intermedia DD16 y el contenido del registro DD21 se reescribe en el registro DD18. Al completar el octavo pulso de sincronización negativo en la entrada "C" del registro de búfer (ver el diagrama en la Fig. 8: frente "CLK2"), el estado actual del registro DD2 se reescribirá por completo en el registro DD16. Esto sucederá en el declive del pulso 21 en el contador de entrada "CP" DD58. En este declive, el contador DD6 pasará al 3er estado. Dado que en este momento el contador DD7 ya estaba en el séptimo estado, dos señales del nivel de una unidad lógica que llegan a las entradas del elemento DD7 harán que aparezca un nivel de cero lógico en su salida. Por lo tanto, se generará un pulso negativo ("CS", ver Fig. 12.1) en la salida del elemento DD12.1, de igual duración que el período de repetición del pulso del generador de RF realizado en los elementos DD2, DD3.3. 3.4. Después de "pasar" a través del multiplexor IC DD15 inferior, de acuerdo con el esquema (recuerde que su entrada "S0" está configurada en el nivel "cero" establecido por el interruptor SA1), este pulso negativo muestra el chip IC EEPROM DD15 en la entrada "CS" ("Chip Select"-"Crystal Select") y, por lo tanto, produce un registro paralelo de 8 bits de información generados en las salidas del registro de búfer DD16 en la dirección establecida en las entradas A0-A10 de la EEPROM DD13 . El control visual del llenado del espacio de direcciones del IC EEPROM DD13 se realiza mediante una línea de LED HL3 - HL11, que muestra la dirección actual de los contadores binarios DD8.1, DD8.2, DD9.1. Los primeros seis LED HL3-HL9, verde indican el llenado del primer 25% del espacio de direcciones, amarillo HL10 en combinación con verde - del 25 al 50%, rojo HL11 en combinación con amarillo y verde - del 50 al 100%. La iluminación simultánea de todos los LED en el modo de escritura indica que todo el espacio de direcciones de la EEPROM está lleno, excepto las celdas de las últimas cuatro direcciones. Después de registrar la combinación dinámica de luz en las últimas cuatro direcciones, los contadores DD8.1, DD8.2 se ponen a cero y DD9.1 al octavo, lo que va acompañado de la extinción de los LED HL3-HL11. Todas las líneas de dirección se establecen en niveles "cero". En este caso, el programa puede volver a grabarse. El modo de lectura se configura cambiando el interruptor SA1 a la posición superior, según el diagrama, que corresponde al encendido del LED verde HL1. El dispositivo se puede cambiar a este modo en cualquier momento sin siquiera completar la programación de todo el espacio de direcciones EEPROM. En este caso, el programa grabado anteriormente en las direcciones se reproducirá desde la dirección actual hasta el final del espacio de direcciones, y luego continuará el ciclo de reproducción del programa, comenzando desde la dirección cero de la EEPROM. Si el modo de lectura se configura antes del encendido, el circuito de reinicio ensamblado en los elementos C6R15, DD1.3, DD1.4, DD5.1 configurará los contadores DD6, DD7, DD8.1, DD8.2, DD9.1. 1 a cero. En este modo, el nivel de una unidad lógica desde la izquierda, según el esquema, la salida del interruptor SA3.1 permitirá el funcionamiento del generador de baja frecuencia, realizado en los elementos DD3.2, DD10 con una frecuencia de unos 3.2 Hz. Los pulsos de polaridad positiva de la salida del elemento DD4.1, después de ser invertidos por el elemento DD3 y limitar la duración de la cadena diferenciadora C11R4, harán que el 2° RS-flip-flop del IC DD6 se establezca en un solo estado En este modo, la disminución del primer pulso positivo en la entrada "CP" del contador DD10.1 establecerá este último en un solo estado, lo que conducirá al cambio al estado cero del elemento DDXNUMX. El nivel de cero lógico de su salida, al ser invertido por el elemento DD10.2, afecta a la entrada del elemento DD11.4 y, junto con el nivel de "uno" que llega a la segunda entrada de este elemento, establece también el nivel "1" en su salida. Este nivel hará que las salidas del registro de búfer DD16 cambien al tercer estado; ahora se han convertido en entradas (ver diagrama en la Fig. 2: "SL" frontal). Al declinar el segundo pulso en la entrada "CP" del contador DD6 en su salida "2" (pin 4) hay un nivel lógico "1", que traduce el elemento DD5.3 en un solo estado. Un nivel de unidad desde su salida afecta la entrada del elemento DD12.3 y, en combinación con el nivel de una unidad lógica que llega a la segunda entrada de este elemento, establecerá un nivel de cero lógico en su salida. Este nivel lógico, actuando sobre la entrada "OE" ("Habilitación de salida" - "Habilitar salidas") de la EEPROM IC DD13, lleva a cambiar sus salidas al estado activo (ver diagrama en la Fig. 2: declinar "OE") , así como, "pasando" por el multiplexor DD15 inferior, según el esquema (ya que su entrada "S0" ahora está configurada en el nivel "1"), conduce a la selección de la EEPROM IC DD13, en la entrada " CS". En las salidas "D0" - "D7" de la EEPROM, los datos aparecen escritos en la dirección actual configurada actualmente en las entradas de dirección "A0" - "A10". Al mismo tiempo, con el declive del segundo pulso en la entrada "CP" del contador DD6, comienza la formación de un pulso negativo de escritura paralela en el registro de búfer DD16 (ver diagrama en la Fig. 2: el primer declive " CLK2"). Este pulso se genera a la salida del elemento DD11.3 al inicio de cada uno de los 4 ciclos del ciclo de lectura, es decir antes de la formación de cada uno de los 8 pulsos de reloj ("CLK1") de los registros de control y salida. La formación de un pulso de escritura paralelo al registro de búfer DD16 (ver el diagrama en la Fig. 2: el primer borde de "CLK2") se completará con la caída del tercer pulso en la entrada del contador "CP" DD6. Al declinar el cuarto pulso en la entrada "CP" del contador DD6, el elemento DD12.3 cambiará al estado de una unidad lógica, que a su vez transferirá las salidas del IC EEPROM DD13 al tercero (alto). -resistencia) (ver el diagrama en la Fig. 2: "OE" frontal). La caída del quinto pulso en la entrada "CP" del contador DD6 cambiará las salidas del registro de búfer DD16 al estado activo (ver diagrama de la Fig. 2: descenso "SL"). La separación en el tiempo de los momentos de encendido y apagado de las etapas de salida del registro de búfer DD16 y EEPROM DD13 es necesaria para el correcto funcionamiento coordinado de las etapas de salida de estos microcircuitos. Como se puede ver en el diagrama de tiempo del modo de lectura (ver Fig. 2), primero, las salidas "D0" - "D7" de la EEPROM DD13 se apagan, luego, después de 1 ciclo del generador de RF, las salidas "1" - "8" del registro de búfer se activan DD16. Después de otros 2 ciclos, las salidas DD16 se apagan y, después de otro ciclo, - ahora, las salidas DD1 se encienden. Al declinar el sexto pulso en la entrada "CP" del contador DD6, comienza la formación simultánea de pulsos de lectura ("CLK6") del registro de búfer DD2 y escritura ("CLK16") en los registros de control DD1-DD18. . La formación del pulso de escritura (ver el diagrama en la Fig. 21: el frente "CLK2") en los registros DD1-DD18 terminará 21 ciclo antes del final de la formación del pulso de lectura (ver el diagrama en la Fig. 1: el segundo frente "CLK2") del registro de búfer DD2. Como resultado, el contenido del registro de memoria intermedia DD16 se reescribirá en el registro DD16, y el contenido de este último se reescribirá secuencialmente en el registro DD18, y así sucesivamente. Una vez finalizado el ciclo de lectura de la combinación actual, se forma una caída negativa en la salida "19" (pin 2) del contador DD4, que, luego de limitar la duración por la cadena diferencial RC C8.1R5 e invertir por el DD14 .1.3 elemento, conduce a la puesta a cero de los contadores DD6, DD7 y al ajuste al estado cero del 4.º RS-flip-flop IC DD2. Un nivel lógico bajo de su salida conduce al bloqueo del funcionamiento del generador de RF ensamblado en los elementos DD3.3, DD3.4. La salida del elemento DD3.4 se establece en un nivel constante de cero lógico. Al mismo tiempo, el nivel de "cero", de la salida "4Q" (pin 13) del cuarto RS-flip-flop DD2, cambia las salidas del control DD18-DD21 y los registros de salida DD23, DD25, DD27, DD29 al estado activo y permite la indicación de la combinación luz-dinámica actual. En este caso, se fijará una combinación de códigos en las salidas de los registros y, hasta la próxima caída de pulso positivo en la salida del generador de baja frecuencia, se mostrará en la línea LED. CONSTRUCCIÓN Y DETALLES. El controlador principal está ensamblado en una placa de circuito impreso con dimensiones de 100x150 mm (Fig. 3), y los registros de salida son de 25x80 mm (Fig. 4) hechos de lámina de fibra de vidrio de 1,5 mm de espesor con metalización de doble cara. Los dibujos de PCB se desarrollaron para dibujar a mano alzada, lo que debería facilitar su fabricación en un laboratorio de radioaficionados. Las conexiones que se muestran con una línea discontinua están hechas con un aislamiento de cable trenzado delgado. El dispositivo utiliza resistencias fijas del tipo MLT-0,125, variables - SP3-38b, condensadores K10-17 (C1-C6, C8), K50-35 (C7, C9-C16); LEDs - superbrillantes, cuatro colores, en la placa controladora principal - de 3 mm de diámetro, y en una guirnalda remota - tipo KIPM-10 de 15 mm, colocados en secuencia alterna. Por supuesto, también son posibles otras combinaciones de elementos emisores de luz. Para controlar una carga más potente, por ejemplo, lámparas incandescentes o guirnaldas de LED conectados en paralelo, los registros de salida deben complementarse con interruptores de transistor o triac. El diodo de protección VD1 y de desacoplamiento (VD2, VD3) puede ser cualquier silicio de media potencia. Los botones SB1-SB3, tipo KM1-1, y un interruptor, tipo MT-1, están soldados directamente en la placa del controlador. Para ellos, se proporcionan agujeros de la configuración correspondiente. Los microcircuitos de registro de salida (DD22-DD29, consulte la Fig. 5), que controlan la guirnalda remota de elementos de luz, como se indicó anteriormente, están conectados a la placa del controlador principal con pares de cables trenzados. Su inclusión (teniendo en cuenta los disparadores Schmitt de inversión adicionales) es similar al IC DD18-DD21 del registro de control (ver Fig. 1), pero los datos de la salida de transferencia "PR" del último IC DD29 del registro de salida son no se utiliza, ya que el registro de salida solo funciona en el modo de recepción (descarga pero no lectura) de información. La guirnalda remota de elementos de luz, así como el controlador principal, se alimentan de una fuente separada estabilizada de 12 V. La corriente consumida por el dispositivo no supera los 600 mA (este es el valor máximo cuando todos los LED están encendidos al mismo tiempo ), y cuando se utiliza el IC KR1533IR24, no supera los 750 mA. Por lo tanto, la fuente de alimentación debe tener una capacidad de carga adecuada. Se recomienda utilizar una fuente de alimentación con una corriente de carga mínima de al menos 1 A, especialmente para alimentar registros de salida (remotos). Esto reducirá la amplitud de la señal de interferencia inducida a través del circuito de potencia a los circuitos de señal de los microcircuitos de registro. Como se mencionó anteriormente, los datos en el registro de salida (DD23, DD25, DD27, DD29) se transmiten a través de las líneas de señal de la interfaz serial: "Datos" y "Sincronización". Cabe señalar que los elementos del microcircuito KR1554 TL2 (74AC14), y no el KR1564 TL2 (74HC14), se utilizan como traductores de búfer en la placa del controlador principal, ya que solo el primero de ellos es capaz de proporcionar una gran corriente de salida. (hasta 24 mA) y controlar directamente la carga capacitiva. Con una longitud de línea corta (hasta 10 m), la frecuencia del pulso del reloj se establece al máximo (100 kHz) y el control deslizante de la resistencia de ajuste R13 se establece en la posición correspondiente a la resistencia mínima. Con un aumento significativo en la longitud de la línea (más de 10 m), aumenta la amplitud de la señal de interferencia inducida en las líneas de señal por los conductores adyacentes. Si la amplitud de la interferencia supera el umbral de tensión de conmutación de los disparadores Schmitt de entrada (teniendo en cuenta la histéresis), puede producirse un fallo de comunicación. Para evitar tal situación, cuando el controlador está operando en una línea relativamente larga (de 10 a 100 m), puede ser necesario reducir ligeramente la frecuencia del generador de RF con la resistencia R13. En este caso, la velocidad de carga de las combinaciones dinámicas de luz disminuirá, pero no habrá una diferencia visual en el funcionamiento del dispositivo, ya que el efecto del parpadeo del LED está completamente enmascarado por la señal de "habilitación de indicación". Incluso con la frecuencia más baja posible del generador de RF (20 kHz), el tiempo máximo de actualización de la combinación de luz dinámica será de 400 µs x 32 pulsos = 12800 µs (12,8 ms), lo que corresponde a una frecuencia de actualización de unos 78 Hz. Esta frecuencia está cerca del valor ergonómico de 85 Hz. Los registros DD16, DD18-DD21 de tipo KR1564IR24 (análogo directo de 74HC299) utilizados en la placa del controlador principal se pueden reemplazar por KR1554IR24 (74AC299) y, en casos extremos, KR1533IR24. Dado que los microcircuitos KR1533IR24 (SN74ALS299) son de estructura TTLSH y consumen una corriente bastante grande incluso en modo estático (alrededor de 35 mA), se recomienda utilizar microcircuitos CMOS del tipo KR1564IR24 (74HC299) en registros remotos (de salida). En la placa controladora principal, es posible utilizar registros de cualquiera de las series KR1554, KR1564 o KR1533. Si no hay EEPROM AT28C16-15PI, puede usar la RAM de tipo estático KR537RU10 (RU25). En este caso, si existe la necesidad de un almacenamiento a largo plazo del programa de control, es necesario utilizar una fuente de alimentación de respaldo con un voltaje de 3V, que consta de dos elementos del tipo LR03 (AAA), que está encendido a través de un diodo de germanio de desacoplamiento del tipo D9B, como se muestra en [1]. El estabilizador integral DA1 (KR142EN5B), con las resistencias limitadoras de corriente R17-R59 indicadas en el diagrama, no necesita un radiador, pero si no hay LED súper brillantes disponibles, puede usar el brillo estándar normal. Al mismo tiempo, los valores de las resistencias R17-R59 deben reducirse de tres a cuatro veces, y el estabilizador debe instalarse en un radiador con un área de al menos 100 cm2. El voltaje de suministro tanto de la placa controladora principal como de los registros de salida se puede seleccionar en el rango de 9-15 V, pero a medida que aumenta, debe recordarse que la potencia disipada en los circuitos integrados estabilizadores aumenta en proporción al voltaje que cae sobre ellos. . La frecuencia de conmutación de las combinaciones dinámicas de luz se puede cambiar ajustando la resistencia R9, y la velocidad de descarga, cuando se trabaja en líneas muy largas, es R13. Técnica de programación La preparación del dispositivo para la operación consiste en ingresar combinaciones de luces dinámicas en la memoria EEPROM usando los botones SB1-SB3. También es posible una opción alternativa: escribir un programa de control generado, por ejemplo, de acuerdo con el método descrito en [4], utilizando un programador estándar, y luego instalar la EEPROM IC en un zócalo presoldado en la placa del dispositivo. Como ejemplo, considere programar el efecto de "fuego corriendo". Supondremos que la alimentación se apagó antes de la programación. Ejemplo 1. Efecto "Running Fire". Conectar la alimentación. Los LED HL3-HL11 no deben brillar (medidores DD8.1, DD8.2, DD9.1 - en estado cero). El modo de programación está indicado por el LED rojo HL2. Presione el botón SB1 una vez. Controla la activación del LED HL12. Presione el botón SB3 una vez. (Esto registrará la combinación actual con una actualización simultánea de los contenidos de los registros de control DD18-DD21). Presione el botón SB2 una vez. Controla la extinción del LED HL12 y la inclusión de HL13. Presione el botón SB3 una vez. Presione el botón SB2 una vez. Controla la extinción del LED HL13 y la inclusión de HL14. Presione el botón SB3 una vez. Repita hasta que el LED iluminado pase por todas las posiciones. Durante la programación, la pulsación del botón SB3 va acompañada de un cambio en las combinaciones de códigos binarios en las salidas de los contadores DD8.1, DD8.2, DD9.1, que se muestran mediante la línea LED HL3-HL11. Otro ejemplo de programación del efecto de "sombra viajera" se considera en [1]. Como se mencionó anteriormente, el dispositivo tiene el potencial de aumentar la cantidad de elementos ligeros. Debido a esto, el dispositivo se puede utilizar, por ejemplo, como controlador de una pantalla de iluminación. El número de elementos de la guirnalda puede llegar a varias decenas (es conveniente aumentarlos en un múltiplo de ocho) sin un cambio significativo en el protocolo de la interfaz serie. Solo es necesario configurar el número requerido de registros de control y salida y cambiar el número de pulsos de reloj en consecuencia. Naturalmente, es necesario tener en cuenta el cambio en el rango de direcciones de EEPROM correspondiente a una combinación de luces dinámicas. Si necesita controlar una guirnalda con más de cien elementos, debe usar registros de búfer adicionales. En este caso, la transferencia de datos a los registros del búfer se realizará a una frecuencia de reloj más baja, y los datos se reescribirán en los registros de salida conectados a sus salidas después de que se complete el ciclo de transferencia de datos a los del búfer. Esto le permitirá transferir grandes paquetes de datos a través de las líneas de la interfaz serial directamente en el momento de mostrar la combinación dinámica de luz actual. Naturalmente, esto requerirá alguna complicación del protocolo. Para todas las preguntas relacionadas con la implementación de una interfaz serial en dispositivos dinámicos de luz, puede obtener asesoramiento enviando una solicitud a la dirección de correo electrónico del autor indicada al comienzo del artículo. Literatura:
Autor: Odinets Alexander Leonidovich, Electronic_DesignArt@tut.by, Minsk, Bielorrusia
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