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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Estudio de modelos PSpice de radioelementos analógicos. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Microcontroladores En su artículo ("Modelos de PSpice para programas de simulación."en "Radio" No. 5-8, 2000) el autor habló sobre las reglas para construir modelos de componentes analógicos para modelar programas basados en el lenguaje PSpice. El artículo propuesto continúa este tema. Está dedicado a métodos para estudiar modelos PSpice y métodos para construir modelos de componentes para Esto es muy importante, ya que solo el uso de modelos confiables de componentes permite obtener resultados de simulación adecuados. Tarde o temprano, todos los radioaficionados llegan a la conclusión: antes de instalar el elemento de radio en la placa durante la fabricación del dispositivo, primero debe verificar su capacidad de servicio. Esto evitará que el dispositivo falle en el futuro después de que se aplique energía o de búsquedas prolongadas de la causa de su inoperabilidad. Para este propósito, las empresas industriales organizan el control de entrada parcial o total de los elementos de radio, lo cual es mucho más fácil que mantener una gran plantilla de ajustadores de equipos altamente calificados y altamente remunerados. El enfoque debe ser similar al modelar circuitos electrónicos. El uso de modelos no verificados conduce a una pérdida de tiempo mirando gráficos que no tienen nada que ver con la realidad. En este caso, puede llegar a una conclusión falsa sobre el estado o la inoperancia del dispositivo y tomar una decisión equivocada. Por lo tanto, el control de entrada también debe organizarse aquí. En el futuro, esto se verá recompensado con el ahorro de tiempo y la confiabilidad de los resultados de la simulación. Las fuentes para reponer las bibliotecas personales pueden ser modelos incluidos en las bibliotecas del paquete de software de simulación utilizado, de las bibliotecas de otros programas de simulación compatibles, modelos que se presentan abundantemente en Internet en los sitios web de firmas de desarrolladores de programas de simulación y fabricantes de componentes electrónicos, publicados en publicaciones impresas y modelos de desarrollo propio. Al mismo tiempo, solo se puede adivinar sobre su calidad. Antes de utilizar estos modelos, es conveniente probarlos. Es con este enfoque que se tiene confianza en los resultados obtenidos. Queda claro: qué puede ser y qué no puede ser. El artículo propuesto describe algunos métodos para probar modelos de elementos de radio analógicos discretos, proporciona esquemas de medición y textos de tareas de modelado en el formato PSpice. Las tareas se configuran para modelos específicos de elementos de radio, cuya prueba se describe en el artículo. Si se van a probar otros elementos, los programas deben mejorarse. No es difícil. Como regla general, todas las mejoras se reducen a cambiar los límites para cambiar corrientes, voltajes, tiempo de análisis, elegir una carga, configurar el modo requerido del modelo de componente para corriente continua. Si se vuelve creativo, algunas pruebas se pueden usar para desarrollar nuevas pruebas para otros modelos, incluidos modelos macro complejos. MEDIDA DE RECUPERACIÓN DE DIODO Para evaluar las propiedades dinámicas de un modelo de diodo, debe medirse su tiempo de recuperación inversa. Hagamos esto usando el ejemplo de un modelo de diodo rectificador KD212A. Se sabe que después de cambiar la polaridad del voltaje aplicado a un diodo real de directa a inversa, no se cierra instantáneamente, sino con cierto retraso. En este caso, una gran corriente puede fluir a través del diodo en la dirección opuesta durante algún tiempo. Para KD212A según el libro de referencia [1], el tiempo de recuperación inversa está garantizado en Uobr=200 V, Ir=2 A, no más de 300 ns. Ahora vamos a comprobar el modelo de este diodo. Creemos condiciones de medición cercanas a aquellas bajo las cuales se dan los parámetros del diodo KD212A en el libro de referencia. Para hacer esto, apliquemos al modelo de diodo (Fig. 1, Tabla 1) un pulso de voltaje multipolar con una amplitud de 200 V a través de una resistencia con una resistencia de 100 Ohm.
Comencemos el proceso de simulación y veamos cómo cambiará la corriente del diodo (Fig. 2).
De hecho, hay una oleada característica de corriente en la dirección opuesta en el gráfico. Su duración es el tiempo de recuperación inversa. El pico de corriente cuando se enciende el diodo se explica por la recarga de su capacitancia de barrera. La corriente del diodo modelo se mide en amperios y el voltaje se mide en cientos de voltios. Para construir dos curvas (corriente y voltaje) en un gráfico, el voltaje debe dividirse por 100 usando el procesador de gráficos. Puede verse en los gráficos que el tiempo de recuperación inversa es de aproximadamente 33 ns. Los resultados corresponden a la realidad, aunque el tiempo de recuperación inversa es mucho menor que el pasaporte 300 ns. Aquí, en general, se manifiesta claramente el problema de utilizar información de libros de referencia nacionales para construir modelos. Como regla general, todos los parámetros configurados como "nada más" o "nada menos" no se pueden usar para construir modelos matemáticos, ya que reflejan principalmente el deseo de los desarrolladores de ir a lo seguro. Por lo tanto, es mejor intentar usar modelos creados por los fabricantes o realizar algún tipo de medición independiente. Si este diodo se usa, por ejemplo, en un rectificador, la presencia de tales sobretensiones conduce a un aumento en el ruido de conmutación. Esto generalmente se soluciona conectando un condensador de derivación en paralelo con el diodo (Fig. 3).
Veamos qué da (Fig. 4).
Se puede ver que la situación está cambiando, pero no drásticamente. Obviamente, el fallo al pasar al estado directo está asociado a la recarga del condensador C1. La tarea de modelado (Tabla 2) se compone de dos incluidos uno tras otro.
La segunda tarea es solo una copia de la primera, a la que luego se agrega el capacitor C1, conectado en paralelo con el diodo. Es conveniente hacer esto, ya que todos los gráficos después del cálculo se mostrarán simultáneamente. CARACTERÍSTICAS VOLTIOFARADIOS DEL MODELO VARICAP Otra característica importante de un diodo es la dependencia de la capacitancia de la unión p-n del voltaje aplicado en la dirección opuesta. Para dispositivos como varicaps, esta es la principal dependencia. Construyamos la característica de capacitancia-voltaje para el modelo varicap 2V104A. Apliquemos al modelo de diodo (Fig. 5) un voltaje que aumenta linealmente a razón de 10 V/μs con una amplitud de 50 V aplicada en la dirección opuesta. En este caso, la unión p-n se cerrará y la corriente a través del diodo, debido a la resistencia inversa muy grande, será prácticamente puramente capacitiva y estará determinada por la ecuación ld \u10d CdV'(t), donde V' (t) es la tasa de aumento de voltaje (107 V / μs = XNUMX V / s).
Resolvemos esta ecuación para Сd, obtenemos Сd=Id/V'(t). De aquí obtenemos la fórmula para la capacitancia del diodo: Cd \u107d Id / XNUMX. O finalmente, teniendo en cuenta la dimensión, Sd (pF) \u0,1d XNUMX Id (μA). Compongamos y ejecutemos la tarea de simulación (Tabla 3), luego veamos cómo cambiará la corriente del diodo con el tiempo (Fig. 6).
La corriente será muy pequeña, y para verla al mismo tiempo que el voltaje, sus valores deben multiplicarse por la GPU por 1000. Dado que la dependencia del voltaje aplicado en el tiempo es lineal, reemplazaremos el tiempo en el eje X con el voltaje de la fuente V1. Luego dividimos los valores actuales por 10. Como resultado, obtenemos la característica de capacitancia-voltaje del diodo (Fig. 7), donde a lo largo del eje el valor actual en microamperios será numéricamente igual a la capacitancia de el diodo en picofaradios.
El manual [1] indica que con un voltaje inverso de 4 V, la capacitancia del varicap está en el rango de 90 a 120 pF. Según el gráfico del modelo, obtenemos 108 pF. Y esto sugiere que el modelo bajo estudio en este parámetro corresponde a las propiedades de un varicap real. CARACTERÍSTICAS DE SATURACIÓN DEL MODELO DE TRANSISTOR BIPOLAR Al diseñar interruptores sin contacto, es importante conocer las características del modo de saturación del transistor. Estos parámetros son decisivos para la selección de un transistor de conmutación en convertidores de pulso y dispositivos de conmutación de carga. Para que un dispositivo de este tipo tenga una alta eficiencia. El transistor de conmutación debe estar en el estado Completamente abierto o Completamente cerrado y cambiar de un estado a otro lo más rápido posible. En el estado completamente abierto, el transistor debe estar saturado. La potencia disipada en él está determinada por el producto de la corriente de colector y el voltaje de saturación de la sección colector-emisor a una corriente de colector dada, más alguna potencia adicional, determinada por la corriente de base, que se requiere para mantener el transistor en saturación. . Es igual al producto del voltaje de saturación base y la corriente base. A veces, la energía adicional gastada en conducir el transistor es bastante significativa. Esta es una desventaja significativa de los transistores bipolares. En los libros de referencia, el voltaje de saturación se interpreta de manera ambigua. Por lo general, se indica en una determinada corriente de base y colector, o se trazan gráficos de la tensión de saturación (Ukenas y Ubenas) sobre la corriente de base a una corriente de colector fija, o se trazan las dependencias de Ukenas y Ubenas sobre la corriente de colector con una corriente de saturación. coeficiente de Knas=10 para transistores de baja potencia (para potentes - Knas= 2). Construyamos la dependencia del voltaje de saturación del colector-emisor y base-emisor en la corriente base para el modelo de un potente transistor bipolar KT838A, ampliamente utilizado en fuentes de alimentación secundarias pulsadas, cuyos parámetros dependen en gran medida de los indicadores de calidad. del transistor de conmutación. La referencia [2] enumera sus parámetros: Ubenas (a Ik=4,5 A; Ib=2 A) - no más de 1,5 V; Ukenas (a Ik=4,5 A; Ib=2 A; T=+25 °C) - no más de 1,5 V; Ukenas (a Ik = 4,5 A; Ib = 2 A; T = -45 ° C y T = + 100 ° C) - no más de 5 V. Usando el esquema de medición (Fig. 8, Tabla 4), calculamos estas dependencias.
Los resultados obtenidos (Fig. 9) no contradicen los datos de referencia. Obviamente, un fuerte aumento en el voltaje colector-emisor con una disminución en la corriente de base se debe a la salida del transistor del modo de saturación.
Ahora construyamos la dependencia del voltaje de saturación del colector-emisor y base-emisor de los modelos de transistores bipolares potentes KT838A y más modernos KT8121A2 en la corriente del colector en un factor de saturación fijo igual a dos. En el manual [2] para el transistor KT838A, desafortunadamente, no existe tal característica, pero sí para KT8121A2. Comparemos los modelos de transistores con este indicador. Usando el circuito de medición (Fig. 10), tomamos la relación entre la corriente del colector y la corriente de base igual a dos, usando para esto una fuente de corriente dependiente controlada por la corriente F1 con un coeficiente de transferencia de 0,5.
El control será la corriente a través de la fuente de voltaje V1 con voltaje cero (este es el requisito de PSpice). Al variar la fuente de corriente I1 en el rango de 0,1 a 10 A (y por lo tanto la corriente base de 0,05 a 5 A), calculamos cómo cambiará el voltaje en la base y el colector del transistor. Usemos las capacidades de la directiva .DC para esto. La tarea de modelado (Tabla 5) consta de dos, conectados en serie uno tras otro, para los transistores KT838A y KT8121A2. En este caso, las características de ambos dispositivos aparecerán simultáneamente en una pantalla (Fig. 11).
Se puede ver en los gráficos que el transistor KT8121A2 tiene mejores características en modo de saturación que el KT838A. Con una corriente de colector de 4,5 A, el voltaje de saturación del colector-emisor KT838A es de aproximadamente 2,1 V y el KT8121A2 es de aproximadamente 0,5 V. Por lo tanto, es preferible usar el transistor KT8121A2 para construir interruptores potentes, ya que se consumirá menos energía. disipado en él. CARACTERÍSTICAS DE VOLTIOS AMPERIOS DE UN MODELO DE TRANSISTOR DE CAMPO POTENTE Las tablas de análogos de transistores nacionales e importados se encuentran en abundancia en varias fuentes impresas y en Internet. Surge una pregunta bastante obvia: ¿es posible usar modelos analógicos asignándoles los nombres de transistores domésticos? En mesa. 6 muestra análogos importados de potentes transistores de efecto de campo. Esta tabla es buena porque los modelos de muchos análogos se pueden encontrar en las bibliotecas de OrCAD-9.2. Dichos transistores se utilizan principalmente en fuentes de alimentación conmutadas para televisores, VCR y monitores.
El autor estaba interesado en el transistor KP805A, ya que el transistor BUZ2541 falló en la fuente de alimentación de su televisor SONY KV-E90. Intentemos comparar al menos aproximadamente los parámetros principales de KP805A con las características de los modelos de análogos importados de la tabla. El modelo de transistor MTP6N60E se encontró en el sitio web de tntusoft, el modelo de transistor BUZ90 se encontró en la biblioteca siemens.lib y el modelo de transistor IRFBC40 se encontró en la biblioteca pwmos.lib. A pesar de que los transistores se presentan en la tabla como análogos, sus modelos se ven muy diferentes. Los modelos de transistores MTP6N60E y BUZ90 están representados por macromodelos muy complejos (Fig. 12, Fig. 13), y el modelo del transistor IRFBC40 es el más simple, construido sobre la base del modelo incorporado. Veamos, al mismo tiempo, cómo afectará esto a sus parámetros.
Primero, construyamos una familia de características de voltaje de corriente de salida de los modelos de estos transistores conectados de acuerdo con un circuito de fuente común (Fig. 14).
La característica de salida de un transistor de efecto de campo es la dependencia de la corriente de drenaje del voltaje de drenaje a un voltaje de puerta fijo. Se forma una familia de características de salida trazando gráficos para varios valores del voltaje de puerta. Vamos a crear una tarea para modelar (Tabla 7) y ejecutarla. A medida que varía el voltaje de la puerta, la curva cambiará característicamente (Fig. 15 - 17), formando una familia de parámetros de salida.
Para trazar las características de diferentes transistores, debe manipular el signo "*" (asterisco) en el programa en las líneas de conexión de los modelos de transistores. Comparando las dependencias, se puede notar que el modelo de transistor MTP6N60E tiene una amplificación menor (al menos el doble) y refleja el fenómeno de ruptura eléctrica a la tensión declarada Uc y max=600 V, mientras que en el modelo de transistor IRFBC40, el fenómeno de ruptura eléctrica no aparece. En el sentido de tener en cuenta el fenómeno de la ruptura eléctrica, el primer modelo se ajusta más a la realidad. Sin embargo, es demasiado pronto para afirmar que los modelos de estos transistores dan características similares. Lo único que tienen en común es que con la corriente declarada Ic = 6 A y el voltaje U3i = 10 V, sus voltajes drenaje-fuente son aproximadamente iguales, ascendiendo a aproximadamente 6 V para el MTP60N5,6E y alrededor de 40 V para el IRFBC5,8. El modelo de transistor BUZ90 de la biblioteca siemens.lib, aparentemente, no tiene mucho éxito y normalmente se calcula cuando el voltaje de drenaje cambia solo hasta 100 V. Si expande el intervalo por encima de 120 V, no puede obtener características de salida normales (Fig. 17), y el proceso de cálculo es muy lento. Y esto a pesar de que el modelo está incluido en la biblioteca propietaria siemens.lib, que viene con la distribución de OrCAD. El uso de dicho modelo en el futuro puede generar problemas para obtener resultados. Es costumbre creer en bibliotecas de marca, por lo que no será fácil explicar el comportamiento del dispositivo simulado. Esto sugiere la conclusión de que cualquier modelo, incluso de una fuente confiable, debe probarse antes de usarse. Construyamos ahora las características transitorias de los transistores MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90. El esquema de medición se muestra en la fig. 14, y la tarea de modelado - en la tabla. 8.
Diferenciemos estas dependencias y obtengamos gráficos del cambio de pendiente (Fig. 18 - 20).
A una corriente de 2 A tenemos S(MTP6N60E)=3000 mA/V; S(IRFBC40)=2040mA/V; S(BUZ90)=2050mA/V. Según el manual [2], KP805A tiene una pendiente característica de 2500 mA/V. Los valores parecen estar cerca. ¡Pero eso es solo en un punto! ¿Qué conclusiones se pueden sacar de esto? A juzgar por las características de voltaje de corriente de los modelos de transistores MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90, es difícil suponer que estos son los mismos dispositivos. Sin embargo, la experiencia real de sustitución durante la reparación de equipos confirma su intercambiabilidad en fuentes de alimentación conmutadas. En cuanto al uso de modelos analógicos como modelo del transistor KP805A doméstico, esto no se puede hacer directamente, ya que existe una diferencia significativa en sus características de corriente-voltaje. Los modelos de transistores MTP6N60E e IRFBC40 demostraron ser eficientes y, en general, reflejan las propiedades de algunos transistores MOS típicos de alta potencia y son adecuados para la simulación. Son sus modelos, como los más exitosos, los que pueden usarse en el futuro como prototipos para crear modelos de transistores de efecto de campo domésticos. La forma más sencilla es seleccionar los parámetros del modelo con la posterior prueba y comparación con las características de un dispositivo real a partir de una referencia confiable. Se puede crear un modelo KP805A simple (usando el modelo IRFBC40 como prototipo) usando el programa PART MODEL EDITER, que es parte del paquete OrCAD. Y si tiene en cuenta la falla eléctrica al conectar el diodo, obtiene un modelo completamente "viable". DEPENDENCIA DE LA RESISTENCIA DE CANAL DE UN MODELO DE TRANSISTOR FIELD-FET DE LA TENSIÓN DE PUERTA Por analogía con el ejemplo anterior, construimos las características de voltaje de corriente de salida del transistor KP312A (Fig. 21, Tabla 9). Puede verse en los gráficos que los transistores de efecto de campo tienen una región de resistencia controlada que es muy simétrica alrededor de cero a un voltaje de drenaje bajo |Usi |<|Usu us | /2.
Los canales FET se comportan casi como resistencias lineales, cuya resistencia depende del voltaje de la puerta. Si se invierte la polaridad del voltaje de drenaje, no se viola la linealidad de la resistencia. Por lo tanto, en un transistor de efecto de campo, es posible implementar una resistencia variable controlada eléctricamente que funcione con corriente continua y alterna. Esta propiedad interesante se usa a menudo en varios sistemas de control automático. Sin embargo, debe recordarse que para los transistores de efecto de campo con una unión p-n de control, se debe cumplir la condición |Uzi|<|Usi|+0,5 V. De lo contrario, cuando se expone a voltaje de drenaje inverso, la sección de la unión p-n de control cerca del drenaje estará tan abierta que en el circuito de drenaje, fluirá una corriente directa de compuerta significativa, destruyendo la linealidad de la resistencia. La tensión directa en la unión pn de silicio, que no supera los 0,5 V, no crea una corriente directa significativa. En este sentido, es interesante la dependencia de la resistencia del canal del transistor con el voltaje de la puerta. Vamos a construirlo. La peculiaridad de tal experimento es que es imposible mostrar el gráfico de la resistencia del canal del transistor de efecto de campo directamente en la pantalla del posprocesador gráfico PSpice, pero puede obtener su equivalente eléctrico. Divida el voltaje de drenaje por la corriente de drenaje RDS=UD(J2)/ID(J2) para obtener la resistencia. Este método es universal y se puede utilizar para medir la resistencia en otros modelos, incluidos los modelos macro. Por lo tanto, necesitará un divisor de voltaje con una función A / V y un convertidor de corriente a voltaje. Ahora elaboraremos un esquema de medición (Fig. 22). El convertidor de corriente-voltaje, hecho sobre la base de una fuente de voltaje controlada por la corriente H1 (INUT), está conectado por la entrada de medición en paralelo a la fuente de voltaje cero, que está conectada al circuito de drenaje del transistor de efecto de campo. . Este es el requisito de PSpice al medir la corriente. Al cambiar el voltaje de puerta (fuente de voltaje V1) y establecer diferentes valores del voltaje de drenaje (fuente de voltaje V3), obtenemos la familia correspondiente de características de resistencia de canal del transistor de efecto de campo KP312A (divisor de voltaje salida A / B) .
Al compilar una tarea para modelar (Tabla 10), diseñemos el divisor (Fig. 23) como un macromodelo separado .SUBCKT DIVIDE A B A/B, donde A y B son las entradas del divisor; A/B es su salida. Esto nos permitirá reutilizar el divisor en varios experimentos en el futuro.
Mediremos la resistencia en el modo de análisis transitorio según la directiva .TRAN. En este caso, el voltaje de la fuente V1 aumentará en proporción al tiempo y, en consecuencia, la corriente de drenaje del transistor. El voltaje de drenaje según la directiva .STEP V3 LIST -0.5 0.5 1 1.5 2 cambiará de acuerdo con la lista especificada en ella en la región de resistencia controlada (ver Fig. 21). Aplicamos el voltaje de drenaje a la entrada A del divisor, y el voltaje de la salida INUT, proporcional a la corriente de drenaje, a la entrada B. A la salida del divisor, obtenemos un voltaje proporcional a la resistencia del efecto de campo. canal de transistores En este caso, el voltaje en voltios corresponde a la resistencia en ohmios y en kilovoltios, a la resistencia en kiloohmios. Al ejecutar la tarea de simulación, obtenemos la familia de características requerida (Fig. 24).
En los gráficos, se puede ver que la resistencia del canal aumenta a medida que el voltaje de la puerta se acerca al voltaje de corte, que para este modelo es de -5 V. Y esto es comprensible, porque el transistor se apaga. En el rango de 0 a -1,5 V, se puede distinguir una región relativamente lineal de cambio de resistencia. El voltaje de drenaje también afecta la resistencia del canal, con un aumento en el voltaje de drenaje, aumenta. Esto está en buen acuerdo con las características teóricas y prácticas de los transistores de efecto de campo [3, 4]. En algunos libros de referencia, en lugar de gráficos de resistencia, se dan dependencias de conductividad. Obviamente, si intercambiamos las entradas A y B del divisor, obtendremos gráficos de conductividad. DEPENDENCIA DE LA RESISTENCIA DEL CANAL DEL MODELO DE TRANSISTOR DE CAMPO-FIETD DE LA CORRIENTE DE DRENAJE Usando el experimento anterior, trazamos las dependencias de la resistencia del canal del modelo de transistor de efecto de campo en la corriente de drenaje. Dibujemos un esquema de medición apropiado (Fig. 25). Aquí todo es igual que en el caso anterior, solo que incluiremos una fuente de corriente I1 linealmente creciente en el circuito de drenaje.
La medición de la resistencia se lleva a cabo en el modo de análisis transitorio de acuerdo con la directiva .TRAN. En este caso, la corriente de la fuente de corriente I1 aumentará en proporción al tiempo y, en consecuencia, la corriente de drenaje del transistor de efecto de campo. Por supuesto, el voltaje de drenaje también cambiará. Aplicamos el voltaje de drenaje a la entrada A del divisor, y el voltaje de la salida INUT, proporcional a la corriente de drenaje, a la entrada B. A la salida del divisor, obtenemos un voltaje proporcional a la resistencia del efecto de campo. canal de transistores El voltaje en voltios corresponde a la resistencia en ohmios y en kilovoltios a la resistencia en kiloohmios. Al ejecutar la tarea de simulación (Tabla 11), obtenemos las curvas (Fig. 26): este es el resultado deseado.
Se puede ver en los gráficos que con un aumento en el voltaje de cierre en la puerta del transistor de efecto de campo, la resistencia del canal aumenta, obviamente, como debería ser. Al mismo tiempo, en el rango de voltaje de puerta de 0 a -0,5 V, prácticamente no depende del voltaje de drenaje, por lo que el canal FET en tales condiciones se comporta como una resistencia lineal. CARACTERÍSTICAS DE RUIDO DEL TRANSISTOR DE CAMPO Al diseñar dispositivos amplificadores, es importante tener en cuenta las propiedades de ruido de los componentes, ya que después de la amplificación es necesario obtener una buena relación señal/ruido. Se sabe que los elementos activos hacen la contribución principal al ruido. El ruido del dispositivo amplificador resultará pequeño si en la primera etapa se instala el dispositivo activo menos ruidoso. Los transistores de efecto de campo se utilizan a menudo para estos fines. El ruido inherente de un transistor de efecto de campo se puede dividir condicionalmente en térmico, exceso y disparo. El ruido térmico es causado por el movimiento caótico de los portadores de carga, creando fluctuaciones de corriente y voltaje. En las frecuencias operativas medias del FET, esta fuente de ruido es la principal. El ruido excesivo (o ruido 1/f) domina en la región de baja frecuencia, su intensidad aumenta aproximadamente inversamente con la frecuencia. La fuente de este ruido son los cambios locales arbitrarios en las propiedades eléctricas de los materiales y sus estados superficiales. Depende en gran medida de la perfección de la tecnología y de la calidad de las materias primas, pero en principio no puede eliminarse por completo. Para los transistores de efecto de campo modernos con una unión p-n de control, el exceso de ruido supera al ruido térmico solo en frecuencias por debajo de 100 Hz, para los transistores MOS es más intenso y comienza a manifestarse notablemente a partir de frecuencias por debajo de 1 ... 5 MHz. El ruido de disparo es generado por la corriente de fuga de la puerta. Para los transistores de efecto de campo, es relativamente pequeño, por lo que generalmente no se tiene en cuenta; sin embargo, a altas frecuencias, cuando la capacitancia de la puerta comienza a jugar un papel importante, puede notarse. Demos un ejemplo de comparación de las propiedades de ruido de los modelos de transistores de efecto de campo con una unión pn de control: J2N3824 japonés y KP312A doméstico. En el circuito de medición (Fig. 27), el transistor está conectado a una fuente común y opera con una carga con una resistencia de 1 kOhm.
Usando las capacidades de las directivas .AC y .NOISE, crearemos una tarea de modelado (Tabla 12), con la ayuda de la cual calcularemos la densidad espectral del voltaje de ruido de salida Su out (f), V2 / Hz.
En los gráficos (Fig. 28) se puede ver que los transistores tienen propiedades de ruido cercanas, por lo tanto, desde este punto de vista, el transistor KP312A es un reemplazo completo para el J2N3824.
Al calcular el nivel de ruido interno, los nombres de las variables de salida tienen una forma estándar:
En el programa Probe, la raíz cuadrada de la densidad espectral de voltaje y corriente del ruido interno se muestra como V(INOISE), I(INOISE), V(ONOISE). Para trazar ambas curvas en el mismo gráfico, es más fácil poner dos tareas una detrás de la otra en la tarea de modelado simplemente copiando el búfer y sustituyendo el nombre del modelo de interés en cada parte. CARACTERÍSTICAS DE SALIDA DE VOLTIOS AMPERIOS DE BSIT Los MOSFET tienen características cercanas a las ideales para un interruptor, para el cual son ampliamente utilizados. Sin embargo, en los dispositivos modernos de conversión de energía, los requisitos para los interruptores son muy estrictos. Deben operar a alta frecuencia, a alta corriente y ser económicos. La principal desventaja de los MOSFET es el voltaje de drenaje a fuente permitido relativamente bajo. Además, la resistencia de un transistor abierto aumenta en proporción al cuadrado de este voltaje. En los mejores casos de transistores de efecto de campo de alto voltaje y alta potencia, el voltaje de saturación a la corriente nominal alcanza varios voltios, respectivamente, disipan más potencia. En este sentido, los transistores bipolares son significativamente superiores a los de campo. Por supuesto, surgió la idea de combinar las propiedades de estos dispositivos en un solo paquete. Como resultado, se creó un transistor bipolar controlado por MOS, llamado IGBT (Transistor bipolar de puerta aislada - transistor bipolar de puerta aislada). En la literatura nacional, se llama BSIT: transistor bipolar inducido estáticamente. Estructuralmente, el LSIT es un transistor bipolar, que está controlado por un MOSFET de bajo voltaje (Fig. 29). El resultado es un dispositivo que combina las ventajas de los transistores bipolares y de efecto de campo. Los LSIT prácticamente no tienen corriente de entrada, tienen excelentes características dinámicas hasta frecuencias de 20...50 kHz. Las pérdidas en ellos crecen en proporción a la corriente, y no al cuadrado de la corriente, como en los transistores de efecto de campo. El voltaje máximo en el colector LSIT está limitado solo por fallas tecnológicas.
Hoy en día, los BSIT se producen para una tensión nominal de 2000 V o más. A la corriente nominal, su voltaje de saturación no supera los 2 ... 3 V. En la tabla. 13 muestra las características eléctricas de algunos transistores BLIT comunes y, a modo de comparación, la última línea muestra los parámetros de un potente transistor de efecto de campo BUZ384.
Construyamos una familia de características de salida de modelos de un transistor bipolar inducido estáticamente APT30GT60 y un potente transistor de efecto de campo BUZ384: En la fig. 30, 31 muestra los esquemas de medición y en la tabla. 14, 15 se da el texto de la tarea para modelar. El voltaje de puerta de los transistores es un parámetro que forma la familia CVC. Se cambia en el rango de 4,5 a 6 V en incrementos de 0,5 V, y el voltaje en el colector (y, en consecuencia, el drenaje) está en el rango de 0 a 50 V.
Como resultado, obtenemos las características de salida del modelo APT30GT60 LSIT (Fig. 32) y el modelo de transistor de efecto de campo BUZ384 (Fig. 33).
Los gráficos muestran que los modelos realmente reflejan las propiedades de los dispositivos reales y demuestran la superioridad de LSIT sobre los transistores de efecto de campo cuando ambos dispositivos funcionan en modo de conmutación. Entonces, a una corriente de 10 A, el voltaje de saturación para el APT30GT60 LSIT es de aproximadamente 2,4 V, y para el transistor de efecto de campo BUZ384 es de 5,6 V. Los valores difieren aproximadamente 2,3 veces, respectivamente, en estado abierto en una corriente de 10 A, el transistor APT30GT60 disipará 2,3 veces menos energía. CARACTERÍSTICAS DE CONMUTACIÓN DE BSIT A menudo, los transistores bipolares inducidos estáticamente se utilizan para operar en modos de conmutación. Veamos (Fig. 34) cómo funciona con una carga inductiva.
Aplicaremos un pulso trapezoidal con un frente pronunciado y un decaimiento suave a la entrada. La tarea para el modelado se da en la Tabla. 16, y los resultados se muestran en la fig. 35.
Los gráficos resultantes confirman una vez más que un transistor que opera con una carga inductiva debe seleccionarse con un margen de voltaje. CREACIÓN DE MODELOS DE COMPONENTES EN MICROONDAS Los modelos PSpice de componentes electrónicos se pueden dividir en estáticos y dinámicos, de baja y alta frecuencia, para señales pequeñas y grandes. Tal clasificación hace posible organizar una serie jerárquica de modelos que difieren en costos computacionales y permiten la transición de un modelo a otro en el curso del modelado. Obviamente, el más preciso y versátil de esta serie es el modelo dinámico de alta frecuencia de una señal grande. Los modelos dinámicos de una señal grande se describen mediante ecuaciones no lineales y requieren un mayor tiempo de cálculo. En PSpice, estos modelos se utilizan principalmente para calcular modos de CC y analizar transitorios. Los modelos para señales pequeñas son mucho más simples. Se describen mediante ecuaciones lineales. Por lo general, se utilizan en los cálculos cuando se aplican pequeños incrementos de la señal, cuando el CVC del dispositivo se puede considerar lineal en las proximidades del punto de funcionamiento. En PSpice, estos modelos se utilizan para cálculos en el dominio de la frecuencia, así como para calcular la sensibilidad y las funciones de transferencia de corriente continua en señales pequeñas. Modelos PSpice incorporados de componentes pasivos y activos: modelos dinámicos de señal grande. Son válidos para frecuencias no muy altas. Sin embargo, los radioaficionados han dominado durante mucho tiempo el rango de microondas, por lo que es bastante lógico aprender a crear modelos de componentes discretos que "operan" a frecuencias más altas: modelos dinámicos de alta frecuencia de una señal grande. Los cálculos a frecuencias superiores a 100 MHz requieren tener en cuenta varios efectos parásitos (inductancia de plomo, capacitancia de plomo a plomo, etc.). Para resistencias discretas de pequeña resistencia, es necesario, en primer lugar, tener en cuenta la inductancia de los conductores. En primera aproximación, se puede calcular mediante la fórmula Lv \u2d 4h[ In (0,75h / d) -1], donde h y d son la longitud y el diámetro del cable, respectivamente, en cm, Lv es la inductancia del cable, en Nueva Hampshire. A menudo, en los cálculos, se supone que la inductancia lineal de los cables es aproximadamente igual a 200 nH/mm. A frecuencias superiores a 10 MHz, la reactancia inductiva de los cables es superior a 36 ohmios, lo que puede ser significativo si la resistencia nominal de la resistencia es pequeña. Para resistencias de alta resistencia, los parámetros se ven seriamente afectados por la capacitancia entre terminales St. El modelo completo de alta frecuencia de una resistencia discreta se muestra en la fig. XNUMX. La capacitancia parásita debe ser tenida en cuenta en las resistencias de película de circuitos híbridos y en las resistencias de difusión de circuitos integrados a alta frecuencia. Si la resistencia de difusión está aislada por una unión p-n, esta es la capacitancia no lineal de la unión de aislamiento. En este caso, a temperaturas elevadas, también puede ser necesario tener en cuenta la corriente inversa de la transición. Finalmente, en algunos casos, también se debe tener en cuenta las propiedades rectificadoras de la transición, si en algunos momentos puede abrirse. Estrictamente hablando, a altas frecuencias, la resistencia se comporta como una línea RC distribuida. Sin embargo, es poco recomendable utilizar modelos multisección de líneas largas. Muy bien: modelo concentrado en forma de U (Fig. 37, 38). Aquí C es la capacitancia total del aislamiento. Se divide en dos condensadores de medio condensador. Los diodos D1 y D2 son iguales. El área de cada uno de ellos es igual a la mitad del área de la unión pn aislante. P - salida del sustrato.
En los modelos de condensadores discretos de alta frecuencia, se debe tener en cuenta la resistencia de pérdida r y la inductancia del conductor Le y, en algunos casos, cuando el condensador se utiliza en circuitos de temporización, también la resistencia de fuga Ry (Fig. 39) En integrado En los circuitos, los condensadores generalmente se implementan mediante uniones p-n polarizadas inversamente. Al modelarlos, debe usar modelos de diodos. En el modelo de alta frecuencia de un inductor discreto, es necesario tener en cuenta la resistencia activa del devanado r y la capacitancia entre espiras C (Fig. 40).
Los modelos de transistores incorporados suelen ser válidos hasta frecuencias de 30 ... 100 MHz. En la fig. 41 muestra el circuito equivalente de un modelo no lineal de alta frecuencia de un transistor bipolar. Aquí C1-C3, R1-R3 son la capacitancia equivalente y la resistencia de fuga entre los terminales del transistor. Estos elementos se incluyen solo si el transistor está hecho en una carcasa. LE0, LC0, LB0 - inductancia equivalente de las salidas, respectivamente, del emisor, colector y base. Se calculan utilizando la fórmula anterior para calcular la inductancia de salida de una resistencia discreta.
A frecuencias de varios cientos de megahercios, siempre se debe tener en cuenta al menos la inductancia LE0, ya que a alta corriente la resistencia del emisor del transistor es aproximadamente igual o incluso menor. LE y LB, que forman unidades nano-henry, son la inductancia de los conductores internos que conectan el emisor y la base a los cables externos. CCE y CCB: capacitancia interna entre las almohadillas de contacto, respectivamente, del emisor y la base y el contacto del colector. Dichos circuitos equivalentes, que tienen en cuenta los efectos de alta frecuencia, se diseñan como un modelo macro y se utilizan en lugar de los modelos de componentes convencionales. Creo que a los lectores que estén familiarizados con el artículo "Modelos de Pspice para programas de simulación" en "Radio" No. 5-8 de 2000, no les resultará difícil escribir los textos de macromodelos de dichos componentes por su cuenta. En mesa. 17, a modo de ejemplo, muestra un modelo macro del transistor de microondas NE68135 de CEL, válido hasta una frecuencia de unos 5 GHz.
Literatura
Autor: O. Petrakov, Moscú
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