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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Detector de metales por inducción de bobina simple. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / detector de metales El detector de metales de tipo inducción propuesto es universal. Su sensor es de diseño simple y puede fabricarse con un diámetro de 0,1... 1 m. El tamaño de los objetos detectados y la distancia a la que el detector de metales los detecta cambiará aproximadamente en proporción al diámetro. Para un sensor estándar con un diámetro de 180 mm, la profundidad de detección es:
El dispositivo está equipado con un discriminador sencillo que permite filtrar las señales de pequeños objetos de hierro, si estos últimos no son de interés para la búsqueda. esquema estructural El diagrama de bloques se muestra en la Fig. 14. Consta de varios bloques funcionales.
El oscilador de cuarzo es una fuente de pulsos rectangulares, a partir de los cuales posteriormente se genera una señal que va a la bobina del sensor. La señal del oscilador se divide por frecuencia entre 4 utilizando un contador de anillo en los flip-flops. Según el circuito en anillo, el contador está diseñado de modo que en sus salidas sea posible generar dos señales F1 y F2, desplazadas entre sí en fase 90°, lo cual es necesario para construir un circuito discriminador. Se alimenta una señal rectangular (meandro) a la entrada del primer integrador, cuya salida es un voltaje de diente de sierra lineal por partes. El segundo integrador convierte la "sierra" en una señal que tiene una forma muy parecida a una sinusoidal y consta de medias ondas de forma parabólica. Esta señal de amplitud estable se envía a un amplificador de potencia, que es un convertidor de voltaje a corriente cargado en la bobina del sensor. El voltaje del sensor ya no tiene una amplitud estable, ya que depende de la señal reflejada por los objetos metálicos. La magnitud absoluta de esta inestabilidad es muy pequeña. Para aumentarlo, es decir, aislar la señal útil, el circuito de compensación resta el voltaje de salida del segundo integrador del voltaje en la bobina del sensor. Aquí se omiten deliberadamente muchos detalles de la construcción del amplificador de potencia, el circuito de compensación y el método de encendido de la bobina del sensor, lo que hace que esta descripción sea más fácil de comprender el principio de funcionamiento del dispositivo, aunque no del todo correcto. Para obtener más detalles, consulte la descripción del diagrama del circuito. Desde el circuito de compensación, la señal útil ingresa al amplificador receptor, donde se amplifica en voltaje. Los detectores síncronos convierten la señal útil en voltajes que varían lentamente, cuyos valores y polaridad dependen del cambio de fase de la señal reflejada en relación con la señal de voltaje de la bobina del sensor. En otras palabras, las señales de salida de los detectores síncronos no son más que componentes de la descomposición ortogonal del vector de la señal reflejada útil en base a los vectores de los armónicos fundamentales de las señales de referencia F1 y F2. Una parte de la señal inútil penetra inevitablemente en el amplificador receptor, que no es compensado por el circuito de compensación debido a su imperfección. En las salidas de los detectores síncronos, esta parte de la señal se convierte en componentes constantes. Los filtros de paso alto (HPF) cortan los componentes constantes inútiles, pasando y amplificando solo los componentes cambiantes de la señal asociados con el movimiento del sensor en relación con los objetos metálicos. El discriminador produce una señal de control para activar el generador de señal de sonido solo con una cierta combinación de polaridades de señal en la salida de los filtros, lo que elimina la indicación de sonido de pequeños objetos de hierro, óxido y algunos minerales. Diagrama esquemático El diagrama esquemático del detector de metales por inducción desarrollado por el autor se muestra en la Fig. 15 - la parte de entrada, Fig. 16 - detectores y filtros síncronos, fig. 17 - discriminador y modelador de señal sonora, Fig. 18 - diagrama de conexiones externas. Oscilador de cristal (Fig. 15) El oscilador de cristal está montado sobre inversores D1.1-D1.3. La frecuencia del generador se estabiliza mediante un resonador Q de cuarzo o piezocerámico con una frecuencia de resonancia de 215 Hz - 32 kHz (“reloj de cuarzo”). El circuito R1C2 evita que el generador se excite con armónicos más altos. El circuito OOS se cierra a través de la resistencia R2 y el circuito POS se cierra a través del resonador Q. El generador es sencillo, tiene un bajo consumo de corriente, funciona de forma fiable con una tensión de alimentación de 3...15 V y no contiene elementos sintonizados ni resistencias demasiado altas. La frecuencia de salida del generador es de aproximadamente 32 kHz.
contador de anillos (Fig. 15) El contador de timbre tiene dos funciones. En primer lugar, divide la frecuencia del generador por 4, hasta una frecuencia típica de 8 kHz para este tipo de dispositivos. En segundo lugar, genera dos señales de referencia para detectores síncronos, desfasadas entre sí 90°. El contador en anillo consta de dos flip-flops D, D2.1 y D2.2, cerrados en un anillo con inversión de señal a lo largo del anillo. La señal de reloj es común a ambos flip-flops. Cualquier señal de salida del primer disparador D2.1 tiene un desplazamiento de fase de más o menos un cuarto de período (es decir, 90°) con respecto a cualquier señal de salida del segundo disparador D2.2. Integradores (Fig. 15) Los integradores se fabrican utilizando los amplificadores operacionales D3.1 y D3.2. Sus constantes de tiempo están determinadas por los circuitos R3C6 y R5C9. El modo CC es compatible con las resistencias R4, R6. Los condensadores de separación C5, C8 evitan la acumulación de errores estáticos, que pueden sacar a los integradores de modo debido a su alta ganancia de CC. Los valores de los elementos incluidos en los circuitos integradores se eligen de modo que el desfase total de ambos integradores a una frecuencia de funcionamiento de 8 kHz sea exactamente de 180°, teniendo en cuenta tanto los circuitos RC principales como la influencia de los circuitos aislantes. y la velocidad final del amplificador operacional con la corrección seleccionada. Los circuitos de corrección de los integradores de amplificador operacional son estándar y constan de condensadores con una capacidad de 33 pF. Amplificador (fig.15) El amplificador de potencia se ensambla utilizando un amplificador operacional D4.2 con retroalimentación de voltaje en paralelo. Un elemento de ajuste de corriente con compensación de temperatura, que consta de resistencias R72, R78 y un termistor R73 (ver Fig. 18), está conectado entre la salida del segundo integrador y la entrada inversora del amplificador operacional D4.2. La carga del amplificador, que también es un elemento del sistema de retroalimentación ambiental, es un circuito oscilatorio que consta de una bobina sensora L1 y un condensador C61. En la numeración de resistencias y condensadores en los diagramas de la Fig. 15-18 faltan algunas posiciones, lo que está asociado con numerosas modificaciones del circuito del detector de metales por inducción y esto no es un error. El circuito oscilatorio está sintonizado en resonancia a un cuarto de la frecuencia del resonador de cuarzo del oscilador maestro, es decir a la frecuencia de la señal que se le suministra. El módulo de impedancia del circuito oscilatorio a la frecuencia de resonancia es de aproximadamente 4 kOhm. Los parámetros de la bobina del sensor L1 son los siguientes: número de vueltas - 100, tipo de cable - PEL, PEV, PELSHO 0,2...0,5, diámetro medio y diámetro del mandril para enrollar - 165 mm. La bobina tiene una pantalla de lámina de aluminio conectada al bus común del dispositivo. Para evitar la formación de una espira en cortocircuito, una pequeña parte, aproximadamente 1 cm, de la circunferencia del devanado de la bobina queda libre de la pantalla. Los elementos sensores R72, R73, R78, L1, C61 se seleccionan de modo que: en primer lugar, tengan el mismo valor de voltaje en la entrada y salida del amplificador de potencia. Para hacer esto, es necesario que la resistencia del circuito R72, R73, R78 sea igual al módulo de impedancia del circuito oscilatorio L1, C61 a una frecuencia de resonancia de 8 kHz, o más precisamente, 8192 Hz. Este módulo de resistencia es, como ya hemos comentado, de unos 4 kOhm y conviene aclarar su valor para un sensor concreto. En segundo lugar, el coeficiente de resistencia a la temperatura (TCR) del circuito R71-R73 debe coincidir en magnitud y signo con el TCR del módulo de impedancia del circuito oscilatorio L1, C61 a la frecuencia de resonancia, lo que se logra: aproximadamente - eligiendo el valor del termistor R73, y precisamente - eligiendo la relación R72-R78 y se logra experimentalmente durante el ajuste. La inestabilidad de temperatura del circuito oscilatorio está asociada con la inestabilidad, en primer lugar, de la resistencia óhmica del alambre de cobre de la bobina. A medida que aumenta la temperatura, aumenta esta resistencia, lo que aumenta las pérdidas en el circuito y reduce su factor de calidad. Por tanto, el módulo de su impedancia a la frecuencia de resonancia disminuye. La resistencia R18 no juega un papel fundamental en el circuito y sirve para mantener el amplificador operacional D4.2 en modo cuando la parte acoplada del conector X1 está desconectada. El circuito de corrección del amplificador operacional D4.2 es estándar y consta de un condensador de 33 pF. Esquema de compensacion (Fig. 15) Los elementos principales del circuito de compensación, que implementan la resta del voltaje de salida del segundo integrador del voltaje de la bobina del sensor, son las resistencias R15, R17 con el mismo valor de resistencia. Desde su punto de conexión común, la señal útil ingresa al amplificador receptor. Los elementos adicionales que permiten la sintonización y ajuste manual del dispositivo son los potenciómetros R74, R75 (Fig. 18). Desde estos potenciómetros se puede eliminar una señal que se encuentre en el rango [-1, +1] de la señal de voltaje del sensor (o casi igual en amplitud a la señal de salida del segundo integrador). Al ajustar estos potenciómetros, se logra una señal mínima en la entrada del amplificador receptor y señales cero en las salidas de los detectores síncronos. A través de la resistencia R16, parte de la señal de salida de un potenciómetro se mezcla directamente en el circuito de compensación y con la ayuda de los elementos R11-R14, C14-C16, con un desplazamiento de 90° con respecto a la salida del otro potenciómetro. El amplificador operacional D4.1 es la base del compensador de armónicos superiores del circuito de compensación. Implementa un doble integrador con inversión, cuyas constantes de tiempo están determinadas por el circuito habitual de un integrador, paralelo al bucle de retroalimentación de tensión R7C12, así como por el condensador C16 con todas las resistencias que lo rodean. La entrada del doble integrador recibe una onda cuadrada con una frecuencia de 8 kHz desde la salida del elemento D1.5. A través de las resistencias R8, R10 se resta el armónico fundamental del meandro. La resistencia total de estas resistencias es de aproximadamente 10 kOhm y se selecciona experimentalmente ajustando la señal mínima en la salida del amplificador operacional D4.1. Los armónicos superiores que quedan a la salida del integrador doble entran en el circuito de compensación con la misma amplitud que los armónicos superiores que penetran a través de los integradores principales. La relación de fase es tal que a la entrada del amplificador receptor, los armónicos más altos de estas dos fuentes están prácticamente compensados. La salida del amplificador de potencia no es una fuente adicional de armónicos más altos, ya que el alto factor de calidad del circuito oscilante (aproximadamente 30) proporciona un alto grado de supresión de armónicos más altos. Los armónicos más altos, en una primera aproximación, no afectan el funcionamiento normal del dispositivo, incluso si son muchas veces mayores que la señal reflejada útil. Sin embargo, deben reducirse para que el amplificador receptor no entre en modo de recorte cuando las partes superiores del "cóctel" de los armónicos más altos en su salida comienzan a cortarse debido al valor finito del voltaje de suministro del amplificador operacional. Esta transición del amplificador a un modo no lineal reduce drásticamente la ganancia de la señal útil. Los elementos D1.4 y D1.5 evitan la formación de un anillo PIC parásito a través de la resistencia R7 debido al valor distinto de cero del co- | resistencia de salida del disparador D2.1. Un intento de conectar la resistencia R7 directamente al disparador provoca la autoexcitación del circuito de compensación a baja frecuencia. El circuito de corrección del amplificador operacional D4.2 es estándar y consta de un condensador de 33 pF. Amplificador receptor (Fig. 15) El amplificador receptor es de dos etapas. Su primera etapa se realiza utilizando el amplificador operacional D5.1 con retroalimentación de voltaje en paralelo. La ganancia de la señal útil es: Ku = - R19/R17 = -5. La segunda etapa se realiza utilizando el amplificador operacional D5.2 con retroalimentación de voltaje secuencial. Coeficiente de ganancia Ku = R21/R22 + 1 = 6. Las constantes de tiempo de los circuitos aislantes se eligen de manera que a la frecuencia de funcionamiento el cambio de fase que crean compense el retraso de la señal causado por la velocidad finita del amplificador operacional. Los circuitos de corrección del amplificador operacional D5.1 y D5.2 son estándar y constan de condensadores con una capacidad de 33 pF.
Detectores síncronos (Fig. 16) Los detectores síncronos son del mismo tipo y tienen circuitos idénticos, por lo que sólo se considerará uno de ellos, el superior del circuito. Un detector síncrono consta de un modulador balanceado, un circuito integrador y un amplificador de señal constante (CSA). El modulador balanceado se implementa sobre la base de un conjunto integrado de interruptores analógicos D6.1 en transistores de efecto de campo. Con una frecuencia de 8 kHz, los interruptores analógicos cierran alternativamente las salidas "triangulares" del circuito integrador, que consta de resistencias R23 y R24 y condensador C23, al bus común. La señal de frecuencia de referencia se suministra al modulador balanceado desde una de las salidas del contador en anillo. Esta señal es la señal de control para interruptores analógicos. La señal a la entrada del "triángulo" del circuito integrado llega a través del condensador de aislamiento C21 desde la salida del amplificador receptor. Constante de tiempo del circuito integrador t = -R23*C23 = R24*C23. Se pueden leer más detalles sobre el circuito detector síncrono en la Sección. 2.1. El amplificador operacional UPS D7 tiene un circuito de corrección estándar que consta de un capacitor de 33 pF para un amplificador operacional tipo K140UD1408. En el caso de utilizar un amplificador operacional tipo K140UD12 (con corrección interna), no se necesita un condensador de corrección; sin embargo, se requiere una resistencia de ajuste de corriente adicional R68 (que se muestra en líneas de puntos). Filtros (Fig. 16) Los filtros son del mismo tipo y tienen circuitos idénticos, por lo que sólo se considerará uno de ellos, el superior del circuito. Como se mencionó anteriormente, el tipo de filtro es un filtro de paso alto. Además, en el circuito se le asigna la función de amplificar aún más la señal rectificada por el detector síncrono. Al implementar este tipo de filtros en detectores de metales surge un problema específico. Su esencia es la siguiente. Las señales útiles procedentes de las salidas de los detectores síncronos son relativamente lentas, por lo que la frecuencia límite inferior del filtro de paso alto suele estar en el rango de 2... 10 Hz. El rango dinámico de amplitud de las señales es muy grande, puede alcanzar los 60 dB en la entrada del filtro. Esto significa que el filtro funcionará muy a menudo en un modo de sobrecarga de amplitud no lineal. La salida del modo no lineal después de la exposición a sobrecargas de amplitud tan grandes para un filtro de paso alto lineal puede tardar decenas de segundos (así como el tiempo de preparación del dispositivo después de encenderlo), lo que hace que los circuitos de filtro más simples no sean adecuados para práctica. Para solucionar este problema recurren a todo tipo de trucos. Muy a menudo, el filtro se divide en tres o cuatro cascadas con una ganancia relativamente pequeña y una distribución más o menos uniforme de las cadenas de sincronización entre las cascadas. Esta solución acelera el regreso del dispositivo al modo normal después de sobrecargas. Sin embargo, su implementación requiere una gran cantidad de amplificadores operacionales. En el esquema propuesto, el filtro de paso alto es de una sola etapa. Para reducir las consecuencias de las sobrecargas, se hace no lineal. Su constante de tiempo para señales grandes es aproximadamente 60 veces menor que para señales de pequeña amplitud. Circuito, el filtro de paso alto es un amplificador de voltaje basado en el amplificador operacional D9.1, cubierto por un circuito OOS a través de un integrador basado en el amplificador operacional D10. Para una señal pequeña, las propiedades de frecuencia y tiempo del filtro de paso alto están determinadas por el divisor de resistencias R45, R47, la constante de tiempo del integrador R43 C35 y la ganancia del amplificador de voltaje en el amplificador operacional D9.1. . Cuando el voltaje de salida del filtro de paso alto aumenta después de un cierto umbral, comienza a afectar la influencia de la cadena de diodos VD1-VD4, que son la principal fuente de no linealidad. En señales grandes, este circuito desvía la resistencia R45, aumentando así la profundidad de retroalimentación en el filtro de paso alto y reduciendo la constante de tiempo del filtro de paso alto. La ganancia de la señal útil es de aproximadamente 200. Para suprimir las interferencias de alta frecuencia, el circuito del filtro contiene un condensador C31. El amplificador operacional de voltaje D9.1 tiene un circuito de corrección estándar que consta de un condensador de 33 pF. El amplificador operacional integrador D10 tiene un circuito de corrección que consta de un capacitor de 33 pF para un amplificador operacional tipo K140UD1408. En el caso de utilizar un amplificador operacional tipo K140UD12 (con corrección interna), no se necesita un condensador de corrección, pero se requiere una resistencia de ajuste de corriente adicional R70 (que se muestra en líneas de puntos).
Discriminado (Fig. 17) El discriminador consta de comparadores de amplificador operacional D12.1, D12.2 y flip-flops de disparo único D13.1, D13.2. Cuando el sensor del detector de metales pasa sobre un objeto metálico, aparece una señal útil en las salidas del filtro en forma de dos medias ondas de tensión de polaridad opuesta, que se suceden simultáneamente en cada salida. Para objetos pequeños de hierro, las señales en las salidas de ambos filtros estarán en fase: el voltaje de salida "oscilará" primero a menos, luego a más y volverá a cero. Para metales no ferromagnéticos y objetos grandes de hierro, la respuesta será diferente: el voltaje de salida sólo del primero (el superior en el circuito del filtro) "oscilará" primero a menos y luego a más. La reacción en la salida del segundo filtro será la opuesta: el voltaje de salida "oscilará" primero a más y luego a menos. Los impulsos de salida de los comparadores activan uno de los monovibradores de los flip-flops D13.1, D13.2. Los univibradores no pueden iniciarse al mismo tiempo: el sistema operativo cruzado a través de los diodos VD9, VD11 bloquea el inicio del univibrador si ya hay otro en funcionamiento. La duración de los pulsos en las salidas de los monovibradores es de aproximadamente 0,5 s, y esto es varias veces mayor que la duración de ambas ráfagas de la señal útil cuando el sensor se mueve rápidamente. Por lo tanto, las segundas medias ondas de las señales de salida del filtro ya no afectan la decisión del discriminador: basándose en las primeras ráfagas de la señal útil, activa uno de los monovibradores, mientras que el otro se bloquea y este estado se fija durante un tiempo de 0,5 s. Para evitar que los comparadores se disparen debido a interferencias, así como para retrasar la señal de salida del primer filtro con respecto al segundo, se instalan circuitos integradores R49, C41 y R50, C42 en las entradas de los comparadores. La constante de tiempo del circuito R49, C41 es varias veces mayor, por lo tanto, cuando dos medias ondas negativas llegan simultáneamente desde las salidas del filtro, el comparador D12.2 funcionará primero y se iniciará el disparador de un solo disparo D13.2, produciendo una señal de control ("ferro" - hierro). Acondicionador de señal de sonido (Fig. 17) El generador de señales de audio consta de dos generadores de audiofrecuencia controlados idénticos que utilizan disparadores Schmidt con lógica AND en la entrada D14.1, D14.2. Cada generador es activado directamente por la señal de salida del discriminador de un solo disparo correspondiente. El generador superior se activa mediante el comando "metal" de la salida del monovibrador superior (un objetivo no ferromagnético o un objeto grande de hierro) y produce un mensaje de tono con una frecuencia de aproximadamente 2 kHz. El generador inferior se activa mediante el comando "ferro" de la salida del monovibrador inferior (pequeños objetos de hierro) y produce un mensaje de tono con una frecuencia de aproximadamente 500 Hz. La duración de los mensajes es igual a la duración de los pulsos en las salidas de los monovibradores. El elemento D14.3 mezcla las señales de dos generadores de tonos. El elemento D14.4, conectado según el circuito inversor, está destinado a implementar un circuito puente para conectar un piezoemisor. La resistencia R63 limita las sobretensiones en la corriente consumida por el microcircuito D14, causadas por la naturaleza capacitiva de la impedancia del piezoemisor. Esta es una medida preventiva para reducir la influencia del ruido de la fuente de alimentación y evitar una posible autoexcitación de la ruta de amplificación. Diagrama de conexiones externas (Fig. 18)
El diagrama de conexión externa muestra elementos que no están instalados en la placa de circuito impreso del dispositivo y se conectan a ella mediante conectores eléctricos. Estos elementos incluyen:
El propósito de los elementos enumerados es básicamente obvio y no requiere explicación adicional. Tipos de piezas y diseño. Los tipos de microcircuitos utilizados se dan en la Tabla. cuatro Tabla 5. Tipos de microcircuitos utilizados
En lugar de microcircuitos de la serie K561, es posible utilizar microcircuitos de la serie K1561. Puede intentar utilizar algunos microcircuitos de la serie K176. Los amplificadores operacionales duales (op-amps) de la serie K157 se pueden reemplazar por cualquier amplificador operacional de uso general con parámetros similares (con los cambios apropiados en la distribución de pines y los circuitos de corrección), aunque el uso de amplificadores operacionales duales es más conveniente ( aumenta la densidad de instalación). Es deseable que los tipos de amplificadores operacionales utilizados no sean inferiores a los tipos recomendados en términos de rendimiento. Esto es especialmente cierto para los chips D3-D5. Los amplificadores operacionales de los detectores síncronos y los integradores de filtros de paso alto deben tener parámetros cercanos a los amplificadores operacionales de precisión. Además del tipo indicado en la tabla, son adecuados K140UD14, 140UD14. Es posible utilizar amplificadores operacionales de micropotencia K140UD12, 140UD12, KR140UD1208 en el circuito de conmutación correspondiente. No existen requisitos especiales para las resistencias utilizadas en el circuito del detector de metales. Sólo necesitan tener un diseño duradero y en miniatura y ser fáciles de instalar. Para obtener la máxima estabilidad térmica, sólo se deben utilizar resistencias de película metálica en los circuitos del sensor, integrador y de compensación. Disipación de potencia nominal 0,125...0,25 W. El termistor R73 debe tener un TCR negativo y una clasificación de aproximadamente 4,7 kOhm. El tipo de KMT recomendado es 17 W. Los potenciómetros de compensación R74, R75 son preferentemente del tipo multivueltas SP5-44 o con ajuste nonio del tipo SP5-35. Puede arreglárselas con potenciómetros convencionales de cualquier tipo. En este caso, es recomendable utilizar dos de ellos. Uno es para ajuste aproximado, de 10 kOhm, conectado de acuerdo con el diagrama. El otro es para ajuste fino, conectado según un circuito de reóstato en el hueco de uno de los terminales exteriores del potenciómetro principal, con un valor nominal de 0,5...1 kOhm. Los condensadores C45, C49, C51 son electrolíticos. Tipos recomendados: K50-29, K50-35, K53-1, K53-4 y otros pequeños. El resto de condensadores, a excepción de los condensadores del circuito oscilante del sensor, son cerámicos del tipo K10-7 (hasta un valor nominal de 68 nF) y de película metálica del tipo K73-17 (valores nominales superiores a 68 nF). ). El condensador del circuito C61 es especial. Se le imponen altas exigencias en términos de precisión y estabilidad térmica. El condensador C61 consta de varios condensadores (5...10 unidades) conectados en paralelo. La sintonización del circuito a resonancia se realiza seleccionando el número de condensadores y su clasificación. Tipo recomendado de condensadores K10-43. Su grupo de estabilidad térmica es MPO (es decir, aproximadamente cero TKE). Es posible utilizar condensadores de precisión de otros tipos, por ejemplo, K71-7. Al final, puedes intentar utilizar condensadores de mica anticuados, térmicamente estables, con placas de plata del tipo KSO o algunos condensadores de poliestireno. Diodos VD1-VD12 tipo KD521, KD522 o similares de silicio de bajo consumo. También es conveniente utilizar conjuntos de diodos puente integrados del tipo KD1 como diodos VD4-VD5 y VD8-VD906. Los terminales (+) y (-) del conjunto de diodos están soldados entre sí y los terminales (~) están incluidos en el circuito en lugar de cuatro diodos. Diodos de protección VD13-VD14 tipos KD226, KD243, KD247 y otros de pequeño tamaño para corriente a partir de 1 A. Microamperímetros: de cualquier tipo para una corriente de 50 µA con cero en el medio de la escala (-50 µA...0...+50 µA). Son convenientes los microamperímetros de tamaño pequeño, por ejemplo el tipo M4247. Resonador de cuarzo Q: cualquier reloj de cuarzo de tamaño pequeño (también se usan similares en juegos electrónicos portátiles). Interruptor de modo de funcionamiento: cualquier tipo de leva o galleta giratoria de pequeño tamaño para 5 posiciones y 6 direcciones. Las baterías son del tipo 3R12 (según la denominación internacional) o “cuadradas” (según la nuestra). Emisor piezoeléctrico Y1: puede ser del tipo ZP1-ZP18. Se obtienen buenos resultados cuando se utilizan emisores piezoeléctricos de teléfonos importados (se utilizan en grandes cantidades en la producción de teléfonos con identificador de llamadas). Los conectores X1-XZ son estándar, para soldar en una placa de circuito impreso, con un paso de clavija de 2,5 mm. Actualmente, conectores similares se utilizan ampliamente en televisores y otros electrodomésticos. El conector X4 debe ser externo, con partes externas metálicas, preferiblemente con contactos plateados o dorados y salida de cable sellada. El tipo recomendado es PC7 o PC10 con conexión roscada o de bayoneta. Placa de circuito El diseño del dispositivo puede ser bastante arbitrario. A la hora de desarrollarlo, conviene tener en cuenta las recomendaciones que se detallan a continuación en los párrafos dedicados a sensores y diseño de carcasas. La parte principal de los elementos del diagrama del circuito del dispositivo se coloca en una placa de circuito impreso.
La placa de circuito impreso de la parte electrónica del detector de metales se puede fabricar sobre la base de un prototipo de placa de circuito impreso universal ya preparado para carcasas de chips DIP con un paso de 2,5 mm. En este caso, la instalación se realiza con hilo de cobre estañado unipolar como aislamiento. Este diseño es conveniente para trabajos experimentales. Se obtiene un diseño más preciso y fiable de la placa de circuito impreso enrutando las pistas de la forma tradicional para un circuito determinado. Debido a su complejidad, en este caso la placa de circuito impreso debe estar metalizada por ambas caras. La topología de las pistas impresas utilizadas por el autor se muestra en la Fig. 19 - lado de la placa de circuito impreso desde el lado donde están instaladas las piezas y en la Fig. 20 - lado de la placa de circuito impreso desde el lado de soldadura. El dibujo de topología no se muestra en tamaño real. Para facilitar la fabricación de una fotomáscara, el autor indica el tamaño de la placa de circuito impreso a lo largo del marco exterior de la imagen: 130x144 (mm). Características de la placa de circuito impreso:
La densidad de los conductores en la placa de circuito impreso no es demasiado alta, lo que le permite hacer un patrón para grabar en casa. Para hacer esto, se recomienda utilizar una pluma de vidrio delgada o una aguja de jeringa con punta recortada, completa con un tubo de plástico.
El reactivo habitual para grabar una placa de circuito impreso estándar hecha de fibra de vidrio con lámina de cobre de 35...50 micrones es una solución acuosa de cloruro férrico FeCl.3. Existen otros métodos para fabricar placas de circuito impreso en casa. La disposición de las piezas en la placa de circuito impreso se muestra en la Fig. 21 (chips, conectores, diodos" y resonador de cuarzo), en la Fig. 22 (resistencias y jumpers) y en la Fig. 23 (condensadores).
Configuración del dispositivo Se recomienda configurar el dispositivo en la siguiente secuencia. 1. Verifique la correcta instalación según el diagrama esquemático. Asegúrese de que no haya cortocircuitos entre conductores adyacentes de la placa de circuito impreso, patas adyacentes de microcircuitos, etc. 2. Conecte baterías o una fuente de alimentación bipolar, observando estrictamente la polaridad. Encienda el dispositivo y mida el consumo actual. Debe ser de unos 40 mA para cada riel de alimentación. Una fuerte desviación de los valores medidos del valor especificado indica una instalación incorrecta o un mal funcionamiento de los microcircuitos. 3. Asegúrese de que haya una onda cuadrada pura en la salida del generador con una frecuencia de aproximadamente 32 kHz. 4. Asegúrese de que haya un meandro con una frecuencia de aproximadamente 2 kHz en las salidas de los disparadores D8. 5. Asegúrese de que haya un voltaje en diente de sierra en la salida del primer integrador y un voltaje casi sinusoidal con componentes constantes cero en la salida del segundo. ¡Atención! ¡Se deben realizar ajustes adicionales del dispositivo en ausencia de objetos metálicos grandes, incluidos instrumentos de medición, cerca de la bobina del sensor del detector de metales! De lo contrario, cuando se muevan estos objetos o cuando se mueva el sensor en relación con ellos, el dispositivo se desafinará y, si hay objetos metálicos grandes cerca del sensor, el ajuste será imposible. 6. Asegúrese de que el amplificador de potencia esté operativo por la presencia de un voltaje sinusoidal en su salida con una frecuencia de 8 kHz con un componente constante cero (con un sensor conectado). 7. Ajuste el circuito oscilante del sensor a resonancia seleccionando el número de condensadores en el circuito oscilante y su clasificación. La sintonización se controla de forma aproximada (mediante la amplitud máxima de la tensión del circuito) y de forma precisa (mediante un cambio de fase de 180° entre las tensiones de entrada y salida del amplificador de potencia). 8. Reemplace el elemento resistor del sensor (resistencias R71-R73) con una resistencia fija. Seleccione su valor para que los voltajes de entrada y salida del amplificador de potencia tengan la misma amplitud. 9. Asegúrese de que el amplificador receptor esté funcionando correctamente verificando su modo de amplificador operacional y el flujo de señal. 10. Asegúrese de que el circuito de compensación de armónicos superiores esté funcionando correctamente. Utilice los potenciómetros de ajuste R74, R75 para lograr un mínimo de la señal armónica fundamental en la salida del amplificador receptor. Al seleccionar una resistencia adicional R8, se logra un mínimo de armónicos más altos en la salida del amplificador receptor. En este caso, habrá algún desequilibrio en el armónico fundamental. Elimínelo ajustando los potenciómetros R74, R75 y nuevamente consiga un mínimo de armónicos superiores seleccionando la resistencia R8, y así sucesivamente varias veces. 11. Asegúrese de que los detectores sincrónicos estén funcionando. Con un sensor configurado correctamente y un circuito de compensación configurado correctamente, los voltajes de salida de los detectores síncronos se ponen a cero aproximadamente en la posición media de los controles deslizantes del potenciómetro R74, R75. Si esto no sucede (si no hay errores de instalación), es necesario ajustar con mayor precisión el circuito del sensor y seleccionar con mayor precisión su elemento de resistencia. El criterio para el ajuste final correcto del sensor es equilibrar el dispositivo (es decir, poner a cero en las salidas de los detectores sincrónicos) en la posición media de los controles deslizantes del potenciómetro R74, R75. Al configurar, asegúrese de que cerca del estado de equilibrio, solo el dispositivo W74 responda al movimiento del mango del potenciómetro R1, y solo el dispositivo W75 responda al movimiento del mango del potenciómetro R2. Si el movimiento del mango de uno de los potenciómetros cerca del estado de equilibrio se refleja en dos dispositivos al mismo tiempo, entonces vale la pena aceptar esta situación (en este caso, será algo más difícil equilibrar el dispositivo cada vez que lo enciende), o seleccione con mayor precisión el valor del condensador C14. 12. Asegúrese de que los filtros estén funcionando. El componente CC del voltaje en sus salidas no debe exceder los 100 mV. Si este no es el caso, se deben reemplazar los condensadores C35, C37 (incluso entre las películas del tipo K73-17 hay unidades defectuosas con resistencia a fugas, decenas de megaohmios). También puede ser necesario reemplazar los amplificadores operacionales D10 y D11. Asegúrese de que los filtros respondan a una señal útil, que se puede simular con pequeños giros de las manijas R74, R75. Es conveniente observar la señal de salida de los filtros directamente utilizando los instrumentos de dial W1 y W2. Asegúrese de que el voltaje de salida de los filtros vuelva a cero después de la exposición a señales de gran amplitud (a más tardar después de un par de segundos). Puede resultar que un entorno electromagnético desfavorable dificulte la configuración del dispositivo. En este caso, las agujas del microamperímetro realizarán oscilaciones caóticas o periódicas cuando el dispositivo esté en el estado configurado en las posiciones del interruptor S1 “Modo 1” y W “Modo 2”. El fenómeno indeseable descrito se explica por la interferencia de armónicos superiores de la red de 50 Hz en la bobina del sensor. A una distancia considerable de los cables eléctricos, no debe haber oscilaciones de las agujas cuando se ajusta el dispositivo. Se puede observar un fenómeno similar durante la autoexcitación de los integradores de amplificadores operacionales. 13. Asegúrese de que el discriminador y el circuito de generación de señal de audio estén funcionando. 14. Realice la compensación térmica del sensor. Para hacer esto, primero necesita configurar y equilibrar el detector de metales con una resistencia en lugar del elemento resistivo del sensor. Luego calienta un poco el sensor en el radiador o enfríalo en el frigorífico. Tenga en cuenta en qué posición del control deslizante del potenciómetro metálico R74 se equilibrará el dispositivo cuando cambie la temperatura del sensor. Mida la resistencia de la resistencia instalada temporalmente en el sensor y reemplácela con el circuito R72, R73, R78 con un termistor y resistencias de valores tales que la resistencia total del circuito especificado sea igual a la resistencia de la resistencia permanente que se reemplazado. Mantenga el sensor a temperatura ambiente durante al menos media hora y repita el experimento cambiando la temperatura. Compara los resultados. Si el punto de equilibrio en la escala del motor R74 se mueve hacia un lado, significa que el sensor está subcompensado y es necesario fortalecer la influencia del termistor debilitando el efecto de derivación de la resistencia R72, para lo cual aumentar su resistencia. y reducir la resistencia de la resistencia adicional R71 (para mantener constante el valor de resistencia de toda la cadena). Si el punto de equilibrio para estos dos experimentos se mueve en diferentes direcciones, entonces el sensor está sobrecompensado y es necesario debilitar la influencia del termistor aumentando el efecto de derivación de la resistencia R72, para lo cual reducimos su resistencia y aumentamos la resistencia de la resistencia adicional R71 (para mantener constante el valor de resistencia de toda la cadena). Después de realizar varios experimentos con la selección de las resistencias R71 y R72, es necesario asegurarse de que el dispositivo configurado y equilibrado no pierda la capacidad de equilibrarse cuando la temperatura cambia en 40 ° C (enfriamiento de temperatura ambiente a temperatura del refrigerador). congelador). Si hay mal funcionamiento y desviaciones en el comportamiento de los componentes individuales del circuito del detector de metales, se debe seguir el método generalmente aceptado:
Autor: Shchedrin A.I.
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