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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Modo inusual de operación del transistor de efecto de campo. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / diseñador radioaficionado El circuito tradicional de los amplificadores lineales basados en transistores de efecto de campo con una puerta en forma de unión pn (en lo sucesivo denominada puerta pn por razones de brevedad) proporciona principalmente el modo cuando el punto de funcionamiento está en la región del sesgo inverso (de cierre), es decir, en Uots Los estudios realizados por el autor han demostrado que el uso de un modo en el que el punto de operación puede estar en la zona de polarización de apertura puede simplificar significativamente los circuitos de nodos en transistores de efecto de campo. El uso de tales esquemas es racional en los casos en que el requisito de un número mínimo de elementos justifica la necesidad de seleccionar algunos de ellos, es decir, en la práctica de radioaficionados y en el desarrollo de diseños especialmente en miniatura.
En la fig. 1 muestra las características generalizadas de puerta de drenaje y de entrada de un FET de puerta pn. En estas características de corriente-voltaje - Iс=f(Uin) e Iz=f(Uin) - se pueden distinguir tres zonas características: 1 - polarización de cierre Uzi, 2 - polarización de apertura, en la que prácticamente no hay corriente de puerta, y 3 - polarización de apertura, que provoca una corriente de puerta significativa. No hay un límite claro entre las zonas 2 y 3, por lo tanto, para definirlo, tomaremos como límite condicional entre ellas la ordenada correspondiente a una corriente de puerta de 1 μA; en esta corriente, la resistencia de la puerta sigue siendo muy alta, y esto el valor se puede medir con relativa facilidad. Denotemos también con el símbolo Im la corriente de drenaje en este límite y el voltaje directo en la puerta Um. A un voltaje Uzi mayor que el límite, la corriente de la puerta comienza a aumentar bruscamente y el transistor de efecto de campo pierde su principal ventaja: la alta resistencia de entrada. Por lo tanto, no se considera el trabajo en la zona 3. De lo anterior queda claro que no es necesario excluir por completo la operación del transistor de efecto de campo en la zona de polarización directa, es suficiente que el punto de operación no entre en la zona 3, es decir, la condición Uzi A pesar de que la expansión del rango de voltaje operativo Uzi debido a la adición de una zona de polarización directa es pequeña en valor absoluto, es muy importante, ya que permite un enfoque ligeramente diferente del circuito de los transistores de efecto de campo. Como puede verse en la fig. 1, la característica de obturador de drenaje pasa a la zona 2 sin problemas, sin interrupción. La esencia de los procesos físicos en el transistor es que cuando se aplica un voltaje de polarización directo a la puerta, el canal se expande y su conductividad aumenta, el transistor comienza a funcionar en el modo de enriquecimiento. Es fácil ver que, teniendo en cuenta la zona de polarización directa, un transistor de puerta pn se vuelve similar en características a un transistor de puerta aislada con un canal integrado, que es capaz de operar con polarización directa e inversa en la puerta. La diferencia es solo cuantitativa: en el primero de ellos, el área de trabajo de la zona de desplazamiento directo es más corta, ya que está limitada por el valor de Um. Por lo tanto, un transistor de efecto de campo de puerta pn se puede usar en modos que se consideraron posibles solo para transistores con una puerta aislada y un canal integrado. La presencia de graves deficiencias en los transistores con una puerta aislada (una variedad significativa de características, baja resistencia a la electricidad estática y varias otras) limita drásticamente el alcance de la aplicación práctica de estos dispositivos, incluso si su selección individual es admisible. La gama de transistores producidos actualmente con una puerta pn es mucho más amplia que con una aislada, son más asequibles y tienen una menor variedad de características. Por estas razones, los transistores de puerta pn deben considerarse más preferibles.
Veamos algunas aplicaciones de estos transistores usando el modo de polarización directa de puerta. En la fig. 2a muestra un diagrama de un amplificador lineal. El uso de un modo de operación sin polarización inicial permitió eliminar la resistencia de polarización automática y el condensador de bloqueo en el circuito fuente del transistor VT1. El cálculo del paso de CC se simplifica y se reduce a determinar la resistencia de la resistencia de carga R2 utilizando la fórmula: R2 \uXNUMXd (Upit-Uout o) / Io donde Uout o es el voltaje de salida en ausencia de una señal de entrada, e Io es la corriente inicial del transistor. Al elegir Uout o= 0,5 Upit, la fórmula (1) se simplifica y toma la forma: R2=Upit/2Io. Al desarrollar amplificadores de acuerdo con este esquema, debe tenerse en cuenta que para los transistores con una corriente de drenaje inicial de varias decenas de miliamperios, se puede exceder su potencia permitida. Si es necesario reducir la ganancia, se incluye una resistencia R3 en el circuito fuente. Debe enfatizarse que en este caso el condensador de bloqueo no se puede encender. El modo de corriente alterna se calcula según fórmulas conocidas; la ganancia se encuentra a partir de la expresión Ku \u2d S • R10, donde S es la pendiente de la característica del transistor. Obviamente, a Ku>1,1, en la mayoría de los casos, la amplificación de la señal de salida en amplitud hasta Upit ocurre en Uin Si es necesario aumentar la amplitud permitida del voltaje de entrada positivo por encima de Um, se requiere encender el diodo en lugar de la resistencia R3 en el circuito fuente (cátodo al cable común). El voltaje de polarización directa para los diodos de silicio puede estar en el rango de 0,4 a 0,8 V (en la mayoría de los casos, de 0,5 a 0,7 V), según el tipo de diodo y la fuente de corriente del transistor. Para diodos de germanio, valores similares son 0,2 ... 0,6 V (0,3 ... 0,5 V). Cuando se enciende el diodo, la corriente de drenaje disminuye debido a la polarización de cierre, por lo tanto, para garantizar el modo de CC anterior, es necesario aumentar la resistencia de la resistencia R2. Esto, a su vez, conduce a un aumento de Kn, ya que la pendiente disminuye ligeramente. Dado que la resistencia dinámica del diodo es pequeña, derivarlo con un capacitor no es efectivo. La introducción de un diodo provoca una pequeña disminución de la ganancia (no más del 10 %). El modo de tal paso para la corriente continua se calcula mediante la fórmula (1), en la que en lugar de Io, se sustituye Iod: la corriente de drenaje con un diodo conectado al circuito fuente. Si es necesario, Ku puede reducirse conectando una resistencia de retroalimentación en serie con el diodo. A pesar de la presencia de un diodo adicional, la implementación de dicho circuito en algunos casos está justificada porque conduce a una disminución en el consumo de corriente y un aumento en la ganancia. Estas propiedades son especialmente valiosas para dispositivos autoalimentados. Como se puede ver en lo anterior, el funcionamiento de una etapa con un diodo es similar al clásico con una resistencia de polarización. La principal ventaja es la ausencia de un condensador de bloqueo, lo que también conduce a una expansión de la banda de frecuencia operativa desde abajo hasta la corriente continua. Además, se simplifica el cálculo y ajuste de dispositivos. Cuando se opera esta etapa con un transformador, bobina de acoplamiento, cabezal de grabadora y otras fuentes de señal similares, no se requiere la resistencia de fuga R1 y el circuito toma la forma extremadamente simple que se muestra en la Fig. 2b.
La posibilidad de operación de un transistor de efecto de campo con una puerta pn con polarización directa, discutida anteriormente, también se puede usar de manera efectiva para construir otra clase importante de dispositivos: seguidores de fuente. En la fig. 3, y muestra el circuito tradicional del transistor seguidor de fuente VT2. La principal desventaja de este nodo son los límites relativamente estrechos del voltaje de salida. El seguidor de emisor tradicional (VT2, Fig. 3, b) está libre de este inconveniente; además, tiene menos detalles. Pero el seguidor de emisor tiene una resistencia de entrada relativamente baja: Rin = h21eRe (h21e es el coeficiente de transferencia de corriente estática del transistor; Re es la resistencia de la resistencia en el circuito emisor). Todas las contradicciones notadas se eliminan por completo con la conexión directa del seguidor de fuente, como se muestra en la Fig. 3, c. Aquí, las ventajas de los seguidores de fuente y emisor se combinan con éxito. Este esquema no encontró aplicación práctica, aparentemente porque es imposible evitar un voltaje de polarización directa en la puerta. Pero esto no es necesario, basta con excluir el funcionamiento del transistor en la región de la corriente directa de la puerta (en la zona 3 de la Fig. 1). Este problema se resuelve de manera bastante simple, lo que hace posible aplicar dicho esquema en la práctica. La característica de transferencia del seguidor de fuente está determinada por la expresión general: Uout=Uo+UinxKp, (2) donde Uo es el voltaje de salida inicial en Uin=0; Kp - coeficiente de transmisión del seguidor fuente. Para que el seguidor opere en la región de polarización de cierre de la compuerta, es necesario que la condición Uz De hecho, los requisitos reales son menos estrictos, ya que basta con cumplir una condición más simple: U y Upit (Ri es la resistencia de la resistencia en el circuito fuente). Teniendo en cuenta la naturaleza provisional del cálculo de acuerdo con esta fórmula, la ausencia de la corriente de puerta en Uz = Upit debe verificarse al crear un prototipo del nodo con un microamperímetro con una corriente de desviación total de la flecha de no más de 100 μA. El voltaje de salida de tal seguidor de fuente está dentro de Uo ... (Upit-Usi).
Las dependencias Uout=f(Uin) tomadas experimentalmente en Upit=12V para transistores KPZOZA y KPZOZE a diferentes valores de resistencia Ri se muestran en la Fig. 4. Como puede verse en los gráficos, es posible garantizar la linealidad de la característica de transferencia en el rango de Uout (en Uin = 0) a (Upit- -1) V. Para expandir esta sección, primero debe sobre todo, reduzca Uo, para lo cual necesita usar transistores con el valor mínimo de Uotc, y luego seleccione la resistencia óptima de la resistencia R y (R2 en el diagrama de la Fig. 3, c). Un asterisco en los gráficos marca los puntos donde la corriente Iz alcanza un valor de 1 μA. Como ejemplo de la aplicación práctica del modo de amplificación lineal descrito en la Fig. 5 muestra un diagrama de un mezclador de señal 3H de dos canales; en general, el número de canales no está limitado por nada y puede ser cualquiera. La resistencia de la resistencia R3 está determinada por la fórmula (1), en la que se sustituye Iod n en lugar de Io, donde n es el número de canales.
En el dispositivo, es deseable usar transistores con valores cercanos de Uots e Io (o Iod), sin embargo, la dispersión de estos parámetros hasta 50 ... 100% es bastante aceptable, ya que la diferencia de ganancia entre los canales se puede compensar fácilmente con los reguladores de entrada R1, R5 Asegúrese de comprobar que ninguno de los canales entró en el modo de limitación de amplitud en el rango operativo del voltaje de entrada. Cuando se utiliza un diodo de silicio, la amplitud permisible de la semionda positiva en la puerta de cada transistor de efecto de campo es de al menos 1 V. Cuando un canal está funcionando con tensión de alimentación Upit=9 V, tensión de salida Uout=0,1 V (valor efectivo), frecuencia de señal fc=0,1 kHz, la ganancia del mezclador es aproximadamente igual a 3, y en términos del nivel de no lineal distorsiones no es inferior a la construida según los circuitos clásicos. Autor: A. Mezhlumyan, Moscú; Publicación: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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