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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Comparador rápido de tensión de red en un chip CMOS. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Protección de equipos contra operación de emergencia de la red, sistemas de alimentación ininterrumpida Una parte importante de una fuente de alimentación ininterrumpida, un estabilizador de voltaje de red discreto de alta velocidad o un dispositivo de protección contra desviación de voltaje de emergencia es una unidad de monitoreo de voltaje de red o un comparador de voltaje de red (VSC). Aparentemente a primera vista, la simplicidad del problema es engañosa. La dificultad es que hay un voltaje alterno o pulsante en la entrada del KSN, y la señal de salida del KSN debe ser continua. En este caso, es imposible utilizar varios filtros RC y LC para el suavizado, ya que introducen un retraso importante en la respuesta del CSN ante un cambio en la tensión de red. Por tanto, el KSN debe comparar periódicamente la tensión de entrada con la tensión de referencia, de forma síncrona con la frecuencia de la red, y recordar el resultado de la comparación anterior hasta la siguiente. Dado que la tensión de red es sinusoidal y normalmente tiene un coeficiente armónico bajo (<6 %), es posible controlar el valor de amplitud de la tensión de red y utilizarlo para juzgar la magnitud del valor de tensión efectivo. El denominado detector de picos [3] se puede utilizar como detector de amplitud de tensión. La desventaja de usar un detector de picos es que debe reiniciarse cada vez antes de una nueva medición. Se puede construir un dispositivo funcionalmente más simple en un vibrador único reiniciable con un circuito para controlar el exceso del nivel de voltaje de la red. En este caso, el circuito puede montarse sobre microcircuitos digitales, en particular sobre circuitos CMOS. Esta elección no es accidental, ya que los parámetros de conmutación de los circuitos CMOS tienen una estabilidad de temperatura excepcionalmente alta [1]: las fluctuaciones en la temperatura del medio en el rango de -55 a +125 °C cambian secciones individuales de la característica de transferencia por no más del 5%. Se debe esperar que en el rango de temperatura de +15 a +35 °C (que es típico para locales residenciales), las características de transferencia no cambien más del 0,6 %, que es mucho mejor que el 1...2 requerido. % Además, los circuitos CMOS tienen un consumo de energía excepcionalmente bajo, lo que puede ser importante cuando se utilizan SSN en dispositivos de seguimiento.
En el circuito (Fig. 1), la tensión de red investigada y prerectificada se suministra a la entrada INPUT. Si se requiere aislamiento galvánico, la tensión de red se suministra a través de un transformador de aislamiento. Con la ayuda de un divisor que consta de una resistencia de sintonización R1 y resistencias R2, R3, KSN se ajusta a un cierto umbral. Los valores nominales de la resistencia del divisor se especifican para el caso en que +UP=5 V, y la amplitud de voltaje en la entrada de ENTRADA es de 17 V (~12 V rms). El condensador C1 se utiliza para filtrar el ruido de impulso corto que penetra desde la red. El diodo VD1 limita el voltaje de salida del divisor en +UP. En los primeros tres inversores DD1 y las resistencias R4, R5, se ensambla un disparador Schmitt, que se dispara cuando el voltaje de la red alcanza el nivel de disparo Us1. El one-shot (SW) reiniciable consta de una cadena KS R6, C2 y un disparador Schmitt ensamblados en los tres inversores y resistencias restantes R7, R9. Se requiere la resistencia R8 para obtener la histéresis de respuesta de todo el dispositivo. +UP se refiere a la tensión de alimentación del circuito CMOS de 3...15 V. La Figura 2 muestra los diagramas de tiempo para el circuito SSN que se muestra en la fig. 1. Si bien la amplitud de la tensión de red no ha alcanzado el umbral Uc1 del disparador Schmitt, su salida (pin 6 DD1) tiene un nivel lógico alto (LU). En la salida OUTPUT KSN (pin 8 DD1) hay un LU bajo, lo que indica que el voltaje de la red está por debajo de un nivel predeterminado.
Tan pronto como la amplitud de la tensión de la red supere el umbral Uc1 del disparador Schmitt, en su salida (pin 6 DD1) aparecerán pulsos LU bajos, sincronizados con la frecuencia de la red. Estos pulsos se alimentan a través del diodo VD1 a la entrada del software. La constante de tiempo del circuito R6C2 RC se elige de modo que la salida del software permanezca en un nivel alto continuo mientras los pulsos de activación de la salida del disparador Schmitt se reciben en su entrada. Por lo tanto, la salida de la SALIDA del KSN será LU alta, siempre que el voltaje de la red esté por encima del nivel especificado. La figura 3 muestra un diagrama simplificado del KSN en un número menor de inversores. La diferencia entre este esquema y el esquema KSN que se muestra en la Fig. 1 es que tradicionalmente no incluye la cadena R6C2 RC.
Los SPV descritos anteriormente (llamémoslos SPV del primer tipo) son los más efectivos para controlar el aumento de la tensión de red por encima de un nivel determinado. Cuando falla la tensión de red, este circuito genera una señal para bajar el nivel de la red con un tiempo de retardo de 7…10 ms, debido a la constante de tiempo de carga del circuito RC del software. La eliminación parcial del retraso especificado al monitorear la caída de voltaje de la red por debajo de un nivel predeterminado permite el SPV del segundo tipo, que funciona según el principio de medir la duración de la pausa DT, cuando el voltaje instantáneo de la onda semisinusoidal en la ENTRADA entrada es menor que Uc (Fig. 4).
La amplitud Ua de la tensión de red medida determina el intervalo DT según la expresión DT=arcosen(Uc/Ua)/πf. La no linealidad de la curva de tensión medida en el intervalo de tiempo DT=10° puede despreciarse [2]. Si DT=10°, entonces Ua=11Uc, y el retardo en el funcionamiento del KSN cuando cae la tensión de red es de aproximadamente 0,6 ms. El esquema del funcionamiento del CSN según el principio indicado se muestra en la Fig. 5, y los cronogramas se muestran en la Fig. 6.
Usando el divisor de entrada R1, R2, R3 logra la relación requerida de Ua y Uc. Dado que Uc en nuestro caso es igual a la tensión de conmutación del circuito CMOS, que es igual a UP/2, es necesario seleccionar Ua=0,6UP para obtener un retardo <5,5 ms. El diodo VD1 limita el voltaje de salida del divisor en +UP. El voltaje de la salida del divisor se alimenta a la entrada del comparador, que es un disparador Schmitt, ensamblado en los primeros dos inversores DD1. El comparador es necesario para la formación de pulsos LU elevados cuando el nivel de la semionda sinusoidal supera el umbral Uc. La LU alta en la salida del comparador a través del diodo VD2 se alimenta a la entrada del primer software, ensamblado en el tercer y cuarto inversor DD1, en las resistencias R7, R9, R10 y el capacitor C2. La resistencia de corte R1 logra una señal LU alta continua en la salida del software a una tensión de red superior a la especificada. Cuando cae el voltaje de la red, aparecen pulsos de baja LU en la salida del primer software, que se alimentan a través del diodo VD3 a la entrada del segundo software, ensamblados en los inversores DDI quinto y sexto, resistencias R6, R11, R12 y condensador C3. A partir de estos pulsos en la salida de OUTPUT KSN, el segundo software genera una LU baja continua, lo que indica que el voltaje de la red está por debajo de un nivel predeterminado o está completamente ausente. La resistencia R8 sirve para obtener la histéresis requerida de la característica de conmutación de la CV. En el diagrama de tiempo (Fig. 6) se puede ver que con un aumento en el voltaje de la red, se forma una LU alta en la salida del segundo tipo de SPV con un retraso de aproximadamente 10 ms. Al repetir soluciones de circuitos, debe tenerse en cuenta que debido a alguna variación en los parámetros de conmutación de los circuitos CMOS, puede ser necesario aclarar el valor de la resistencia R6 de los circuitos RC. Para obtener la histéresis de las características de conmutación del KSN, es necesario aclarar el valor de la resistencia R8 en el circuito de retroalimentación positiva. Literatura:
Autor: V. Ya. Volodin
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