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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Toque el interruptor de marcha atrás. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / diseñador radioaficionado A menudo, en la fabricación de un circuito en particular, incorporado al menos en una maqueta, al evaluar la correspondencia de su trabajo y descripción reales, surgen al menos tres opciones lógicas: 1. El esquema no funcionó y fue rechazado por una u otra razón como inoperante. 2. El esquema funcionó de inmediato y el estudio no se llevó a cabo. Z. El circuito no funcionó, pero después de un estudio cuidadoso de los circuitos sobre este tema, un estudio constructivo, una medición cuidadosa de los modos, una elección racional de los elementos de radio y hacer los ajustes necesarios, funcionó. La primera opción apenas vale la pena analizarla. La segunda opción, aunque dio un resultado positivo, pero puede tener "trampas". Detengámonos en la tercera opción, que inicialmente requiere más tiempo, pero, como muestra la práctica [7, 11], permite obtener un funcionamiento confiable del circuito en el futuro. Como ejemplo, considere el desarrollo de un esquema simple (Fig. 1) y bueno en su idea [8].
El circuito "clavel" (inmediatamente llamó la atención por su simplicidad, lo que sugería una buena repetibilidad), por lo que se fabricaron tres placas de circuito impreso, en las que se instalaron nuevos elementos de radio de acuerdo con la descripción. Sin embargo, el "clavel" no quería trabajar de manera estable. Requería un primario largo (después de dos o tres días de un estado desenergizado) que sostenía el sensor, o comenzó a fallar por razones desconocidas (a primera vista), transistores VT1-VT4 y diferentes en diferentes placas. Se instalaron otros tipos de transistores, trinistores en las placas, las placas incluso se dejaron de lado durante un tiempo para "madurar", pero esto no dio un resultado positivo. Dado que periódicamente había una necesidad de un interruptor táctil de este tipo, surgió la idea de desarrollar un circuito de sensor unificado rentable basado en el "espárrago", que funcionaría igual de bien tanto en circuitos alimentados por batería como alimentados por CA, como así como con acoplamiento galvánico, con o sin red. Después de un estudio teórico del circuito de "clavel", se observó que tiene suficientes recursos no realizados. Se decidió utilizar transistores "populares" del tipo KT315 como elementos activos y (para una mejor repetibilidad) con cualquier índice de letras y sin selección preliminar. El recurso de sensibilidad (Fig. 2) se incrementó reduciendo la resistencia de la resistencia R1 a 1 MΩ y aumentando la resistencia de la resistencia R1 a 2 MΩ (y en algunos casos excluyéndola), ya que en [8] junto con R1 forma (ver Fig. 1) un divisor de voltaje proveniente de la almohadilla del sensor, que reduce el nivel de voltaje de entrada unas 10 veces. Para compensar esto, en el circuito [8] se utilizan elementos amplificadores (KT3102) con una alta ganancia de corriente, lo cual es inapropiado.
Para minimizar el efecto de la interferencia inducida en los cables de conexión (que se explicó en [8] introducción de R2) en diseños reales, es deseable conectar el sensor del sensor con el circuito con conductores de una longitud mínima utilizando un cable blindado. Modos estáticos Dado que en [10] para KT315 no se especifica el voltaje máximo e-b, b-k, entonces, para aumentar la confiabilidad de operación en el circuito del sensor, se tomó una decisión en lugar del diodo VD1 (por cierto, su tipo, también como no se especifica el tipo VD2 en [8]) instale un diodo zener tipo KS168 conectado en la misma dirección. Ya debería realizar dos funciones: en la dirección directa, para la media onda negativa de la señal, debería funcionar como un diodo convencional, protegiendo la transición VT1 e-b de los efectos del voltaje inverso a través del circuito de control, y para el positivo media onda, como limitador (supresor), normalizando el valor máximo de la media onda de tensión de control al nivel de tensión de su estabilización. El mismo inconveniente en la etapa de entrada también está presente en el circuito sensor [5]. En el proceso de resolver el circuito (ver Fig. 1), se notó que después de encontrar el circuito (3-4 días) en un estado desenergizado, por alguna razón no funciona incluso cuando se toca el sensor por mucho tiempo, pero cuando los pines del b-to VT1 en el tablero se cierran con los dedos del tablero (lo que indica suficiente amplificación de los elementos activos) se activa. En el futuro, durante uno o dos días, el circuito funciona normalmente, luego, después del mismo período de estar en un estado desenergizado, este fenómeno aparece nuevamente y se elimina de manera similar. Se supuso que la causa del fenómeno radica en la formación eléctrica de C2: tan pronto como C2 está lo suficientemente cargado por primera vez (y por lo tanto se forma), el circuito funciona de manera estable incluso después de una descarga a corto plazo (cerrando el terminales) de C2. Para la formación eléctrica inicial forzada de C3 (ver Fig. 2) a un nivel de 0,4 V, cuando se enciende el voltaje de suministro, se introducen un divisor de voltaje R2R3 y un diodo de conmutación VD3 en el circuito del sensor. Cuando se alcanza este voltaje, VD3 se cierra y en el futuro el divisor no afecta el funcionamiento del sensor. Esta solución compensa hasta cierto punto la corriente de fuga C3 inherente a los condensadores de óxido de alta capacidad y también aumenta la sensibilidad, lo que reduce el tiempo de contacto del sensor requerido para que el circuito funcione. Como resultado de las mediciones realizadas con un osciloscopio S1-33 con una entrada abierta (resistencia de entrada de 1 MΩ), resultó que con una retención suficientemente prolongada del sensor, el voltaje en el capacitor C3 aumenta hasta 6 . .. b-k VT8 está fuera de servicio. Por lo tanto, se introduce una resistencia R2 en su circuito base de forma similar a la circuitería, que ha demostrado su eficacia en un regulador trinistor [4]. Como resultado de esto, la constante de tiempo del circuito de descarga C4R3 (b-e) VT4 aumentó significativamente, lo que hizo posible obtener una exposición mucho más prolongada a un valor más bajo (en comparación con la Fig. 2) de la capacitancia del condensador de óxido C1 . Para eliminar las sobrecargas en el circuito base VT3 y VT4 por las mismas razones, se introducen las resistencias limitadoras R5, R7. Las mediciones de voltaje realizadas en C3 mostraron que su introducción no afectó de ninguna manera los parámetros de encendido y apagado del sensor. El propósito del capacitor C3 (ver Fig. 1) no se indica en la descripción [8]. Las mediciones prácticas en un circuito en funcionamiento mostraron que su presencia reduce el umbral de encendido en aproximadamente 0,1 V y aumenta el voltaje de apagado en la misma cantidad, lo que aumenta la exposición total en 10 ... 15 s. Por lo que se concluyó que su uso es inadecuado. Durante la operación, cuando el trinistor está apagado y hay cargas inductivas en la red, puede ocurrir una amplia gama de interferencias. Por lo tanto, para reducir la resistencia interna de la fuente de alimentación del sensor a alta frecuencia, se introdujo el condensador C2 en el circuito (consulte la Fig. 4), lo que redujo la probabilidad de que el ruido de alta frecuencia penetrara en el circuito de la señal a través de los circuitos de alimentación. No vale la pena usar un transistor de alta potencia de alto voltaje (¡1 W!) Del tipo KT1 como llave para controlar VS10 (ver Fig. 940), suministrando una corriente de aproximadamente 1 mA al circuito de control VS55 al aire libre ¡estado! Puede arreglárselas completamente con el mismo (ver Fig. 2) KT315 conectándolo a una fuente de voltaje constante estabilizada, desde la cual se alimentan el resto de los transistores del circuito del sensor. Esto, además de estabilizar los parámetros de conmutación de VS1, excluye posibles sobrecargas en el circuito de su electrodo de control, ya que la corriente en su circuito cuando VT4 está completamente abierta está determinada por el valor de las resistencias de extinción R10, R11. Dado que, según [10], la corriente máxima del colector KT315 es de 100 mA, este modo es bastante seguro para él. En el proceso de medir la corriente (no voltaje) a través del electrodo de control VS1 (ver Fig. 2) usando el avómetro Ts4342, se notó que al momento de encender hay un tirón de la flecha del medidor hacia un valor mayor, y luego la corriente se establece en 4 ... 5 mA (dependiendo de las instancias de VT4 y VS1). En la literatura, no encontré información sobre la dependencia de la corriente a través del electrodo de control del cambio en la naturaleza de la carga, por lo que se supuso que la razón del fenómeno es el uso de una carga no lineal - HL1 , cuya resistencia en estado frío es mucho menor que en estado caliente. El valor de la resistencia entre el electrodo de control y el cátodo (R5 - Fig. 1, R9 - Fig. 2, R7 - Fig. 3, R10 - Fig. 4, 5), recomendado en la literatura, para minimizar la influencia de los factores desestabilizadores en los parámetros de encendido del SCR en el electrodo de control del circuito no deben exceder 1 kOhm.
No es recomendable alimentar el sensor directamente de la red (ver Fig. 1), es mejor conectar su fuente de alimentación en paralelo (a-c) al trinistor, por ejemplo, como recomienda [6]. De acuerdo con su característica de voltaje de corriente (Fig. 8), después de que VS1 se haya encendido, se puede cambiar al estado cerrado reduciendo la corriente a través de él a un valor menor que Ioff. En los dispositivos de corriente continua, se utilizan para este propósito un condensador de conmutación o circuitos resonantes en serie especiales, cuyo voltaje de sobrecarga o FEM de retorno, aplicado brevemente al trinistor en la dirección opuesta, lo apaga. En circuitos de corriente alterna y pulsante, el trinistor se cierra por sí solo cuando el valor de su corriente anódica pasa por cero automáticamente. En este esquema, se utiliza un método de control de amplitud clave, que es inferior al de pulso en términos de consumo de energía para el control. Por lo tanto, es óptimo derivar el circuito de control durante el tiempo que el trinistor está en estado abierto, lo que ocurre en nuestro caso. Además de reducir el consumo de corriente promedio del circuito de control, dicha conexión, por supuesto, también reducirá la generación de calor en R10, R11 (ver Fig. 2). En este caso, el diodo VD5 ya no se usa para la rectificación, sino para separar el suministro de corriente continua al sensor (C2 suavizado) y la fuente de voltaje pulsante que alimenta VS1. Modos dinámicos Es conveniente (¡y seguro!) verificar el funcionamiento de los elementos del circuito del sensor en una placa de prueba, utilizando un 9 ... VD10. Dado que en este modo el circuito es un controlador del voltaje de control del voltaje de captación proveniente del panel táctil E2, se usa un osciloscopio para observar los procesos que ocurren en él. El valor de amplitud del voltaje de captación en el sitio del sensor es de 15 V (por supuesto, en el lugar específico donde se tomaron las medidas). El voltaje en la base de VT1 es de 6 V (sirve como amplificador para la potencia de la señal de captación), en el emisor - 6 V, en la base de VT2 - alrededor de 6 V (sirve como amplificador de voltaje y limitador de señal desde arriba) , en el colector - 0,8 V, con un límite claro arriba. En el colector VT3, la señal tiene un nivel de 8 V, ya se ha formado (limitado desde abajo) y está lista para ingresar a la tecla de salida (Fig. 3, 4) o la tecla de control VS1 (Fig. 2, 5) , cuya función en todos los circuitos la realiza VT4, cuyo voltaje de señal se basa en aproximadamente 1,5 V. Cuando C2 está conectado (ver Fig. 3) y el voltaje a través de él se mide usando un osciloscopio C1-33 con un abierto entrada (resistencia de entrada 1 MΩ), resultó que el circuito se enciende con un voltaje de aproximadamente 0,8 V y se apaga con un voltaje de 0,7 V. Además, resultó que un intento de conectarse al mismo punto con el mismo osciloscopio, pero con una entrada cerrada, encendió el circuito, ya que la capacitancia de retardo era la capacitancia de entrada del osciloscopio. Para probar el funcionamiento del sensor en corriente alterna con aislamiento galvánico de la red, se utilizó un transformador de un kit de soldadura eléctrica 2.940.005 TU, fabricado por la planta Mayak Vinnitsa. El circuito del sensor se conectó a su conector inferior, cuyo valor de voltaje alterno era de aproximadamente 24 V. Todos los elementos del circuito en la Fig. 2 se dejaron sin cambios, solo las resistencias R10, R11 para obtener una corriente de 1 mA a través del El diodo Zener VD20 fue derivado por una resistencia del tipo MLT-0,5 de resistencia de 470 Ohm. Se utilizó como carga una lámpara incandescente para un voltaje de 28 V y una potencia de 20 W. Mientras verificaba el funcionamiento del circuito, el cable común de la sonda de aguja del osciloscopio se rompió dentro de la carcasa aislante, y el hecho en sí pasó desapercibido ... El circuito dejó de funcionar. Tocar el sensor o dio un destello, o la lámpara brilló, parpadeando a medias, y con cada toque todo sucedió de manera diferente. El tipo de inclusión se vio afectado por el área de contacto, la fuerza de presión, cómo se realizó el toque: sentado o de pie, con la mano izquierda o derecha, etc. Los elementos del circuito ya no están fuera de servicio. Después de comprobar el paso en cascada de la pastilla con un osciloscopio, noté que la señal era la misma en todas partes y me di cuenta de que no había conexión con el cuerpo. ¡Soldé el cable común y el circuito se restauró por completo! Empecé a buscar la razón del extraño comportamiento del circuito. Desconecté la sonda de entrada C1-3Z de C2: el circuito funcionó, desconecté el cable común del osciloscopio, dejó de funcionar, conecté el cable común, funcionó nuevamente. Quedó claro que había interferencia con la frecuencia de la red a través de la caja del osciloscopio, que, por supuesto, no está conectada a tierra en el taller de la casa. Verifiqué el nivel de ruido en la caja del osciloscopio con una sonda de fase con una lámpara de neón; brilla un poco, lo verifiqué con una sonda china "milagrosa" con indicación digital: ¡60 V! Verifiqué la cantidad de recolección en el caso de la fuente de alimentación incluida: ¡la misma cifra! Quedó claro por qué al probar el circuito del sensor en corriente continua alimentada por esta fuente, el circuito funcionó normalmente. Conecté el circuito (ver Fig. 2) de acuerdo con las fases especificadas en [8]. El "clavel" mejorado funcionó bien. Además del microcircuito especial K145AP2 [9, 11], en ninguna parte, y más aún en equipos industriales serios, por ejemplo, en el selector de programa SVP-3 [2], la captación no se utilizó como señal de control. Independientemente del tipo de sensor que se utilice (resistivo, capacitivo para interrupción o excitación de generación), el nivel de la señal de control (a pesar de la diferencia en los principios físicos y los circuitos) siempre es estable, lo que no es fácil de obtener utilizando un circuito simple de una captación. señal con una frecuencia de red. Basado en el análisis, decidí no complicar el circuito, sino usar los recursos de sensor disponibles: alta ganancia y voltaje de suministro estabilizado, usando un sensor resistivo que conecta la entrada del amplificador de CC a VT4-VT5 con el polo positivo de la fuente utilizando la resistencia de la piel del dedo y las resistencias R1, R4 nutrición. El esquema de variantes del sensor unificado se muestra en la Fig. 4-5. El sensor funciona igual de bien desde cualquier fuente de alimentación (de las tareas establecidas al principio del artículo), es bastante seguro cuando se trabaja desde una red de 220 V, ya que el cuerpo humano está conectado desde ambos lados de los contactos a través de resistencias de 1 MΩ. . Por ejemplo, el valor de la resistencia limitadora de corriente, que forma parte del indicador de tensión unipolar (con lámpara de neón) tipo INN1, utilizado en la industria, es de 910 kOhm. Como resultado de los cambios realizados, el circuito (ver Fig. 4), que está en el modo "en espera", ¡consume solo 9 mA de la fuente de alimentación de 1 V! En el modo encendido, después de tocar el sensor, el consumo de corriente es de 8 mA. La única verificación que es deseable realizar para la selección de los transistores instalados VT1-VT4 es el "resonido" de las transiciones con un ohmímetro en el límite de 100 kOhm. Al verificar la resistencia de las transiciones en la dirección opuesta, la aguja del medidor no debe desviarse ni siquiera un poco. Ajustamiento. En algunos casos, con altas ganancias VT1-VT4 (y ausencia de R2), cuando el sensor está conectado a una fuente de alimentación, HL1 se enciende inmediatamente, aunque su verificación repetida con un ohmímetro, incluso en el límite de 1 MΩ, no lo hace. no causar que el medidor se desvíe, lo que indica su capacidad de servicio. En este caso, proceda de la siguiente manera. En paralelo con la transición e-b VT1, se conecta un avómetro, encendido por un voltímetro en el límite de 5 ... 10 V. Si VT1 está funcionando, HL1 debería apagarse. Cambie el avómetro a límites de medición más altos hasta que HL1 se encienda nuevamente. Después de eso, el avómetro se cambia a un límite inferior, la lámpara debe apagarse. Esta técnica le permite usar el avómetro como un almacén de resistencia, ya que los avómetros (en la versión del autor de Ts4342) tienen una entrada "abierta" y una resistencia de entrada de aproximadamente 20 ... 25 kOhm / V, lo que permite aproximadamente estimar el valor requerido de R2, que reduce la ganancia total del circuito, hasta obtener trabajo claro para transistores específicos. Si es necesario, en lugar de las resistencias limitadoras de corriente R10, R11 (ver Fig. 2) del tipo MLT-2, en las que se libera una potencia térmica de aproximadamente 4 W, puede instalar un balasto reactivo, un condensador del K73- 17 tipo con una capacidad de 0,22 μFCh630 V. Esto cambiará un poco circuito rectificador (Fig. 6).
El conjunto de diodos KTs5V está excluido del circuito que se muestra en la Fig. 405. El diodo zener VD5 en el circuito realiza dos funciones: para la media onda negativa sirve como diodo rectificador, y para la media onda positiva sirve como limitador en el nivel de voltaje de estabilización. La resistencia R11 sirve para limitar la corriente de entrada cuando se carga C5. Trinistor VS1 funciona como rectificador de media onda, lo que tiene un efecto positivo en la vida útil de HL1.
La placa está diseñada para acomodar las partes del circuito de la Fig. 2 a la Fig. 6. Dependiendo de la opción deseada, instale los componentes apropiados. Los lugares para las piezas que no se utilizan en este circuito se cierran con puentes de alambre o se dejan libres. Lo mismo se aplica a la interconexión de pads para configurar los puentes JP0, JP1, JP2 con el circuito. Literatura:
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