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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Fuente de alimentación conmutada de 10 kilovatios para un amplificador de concierto. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Fuentes de alimentación La potencia consumida por las instalaciones de amplificación en los sistemas de sonido de discotecas y locales pequeños alcanza los 2...10 kW. Al mismo tiempo, las etapas de salida de los amplificadores requieren tensiones de alimentación de ±80 a ±160 V (y superiores). Este artículo propone una fuente de alimentación conmutada bipolar (SMPS) (Fig. 1), diseñada para alimentar las etapas finales de un concierto UMZCH. Entre los dispositivos de alimentación que se describen actualmente en las páginas de la revista, este SMPS es el más potente. El SMPS proporciona un voltaje de salida bipolar constante, que se estabiliza según el principio de ancho de pulso, y también tiene un sistema de protección contra sobrecorriente (no se proporciona protección contra el sobrecalentamiento de los componentes). SMPS funciona con una red trifásica con una frecuencia de 3 Hz. La inclusión de una fuente en la red en ausencia de una carga de salida no provoca un accidente, solo afecta negativamente el coeficiente de estabilización de voltaje. Pero es necesario enfatizar que el lanzamiento normal del SMPS se lleva a cabo solo después del encendido preliminar de todas las demás unidades y sistemas del complejo de audio. La frecuencia de conversión del dispositivo es relativamente baja (50 kHz) y se debe a las propiedades de frecuencia de los potentes transistores clave del convertidor de impulsos. Si no hay desequilibrio de fases. el factor de potencia del SMPS puede alcanzar hasta 25, lo que se debe a la peculiaridad del funcionamiento del rectificador Larionov con diodo cero y filtro con respuesta inductiva.
Propósito de los componentes La protección de la fuente de alimentación en caso de cualquier mal funcionamiento del dispositivo la proporciona un disyuntor trifásico FU3. Los varistores RU1, RU1 bloquean las sobretensiones de corta duración que se producen en la red. Los inductores L6 ... L2, junto con los condensadores C5, C7, C10, C11, C22 C28, C32, C34, C35, C37, C39, C44, C45 ... C221, realizan la función de un filtro reactivo de alta frecuencia que suprime las ondulaciones que podrían pasar a la red de suministro. Las resistencias R223...R45 amortiguan los inductores L47...L3, reduciendo su EMF de autoinducción. La tensión de red alterna filtrada se conecta al rectificador Larionov VD35 con un diodo cero VD36. La frecuencia de ondulación en su salida es de 300 Hz. El inductor L11 con una pequeña inductancia es necesario para filtrar el componente de alta frecuencia que puede ingresar a la red de suministro, y también para que cuando los capacitores C317, C346 C381 se conecten a la salida del rectificador Larionov, el factor de potencia prácticamente no disminuya. y la forma de la corriente de fase no se distorsiona. Los condensadores de polipropileno C317, C346, C381 son necesarios para el funcionamiento normal del convertidor de impulsos. Las resistencias fijas R63 ... R66 descargan los condensadores C317, C346.C381 una vez completado el dispositivo. Gracias al devanado II del inductor de dos devanados L11 y al diodo VD38, la energía almacenada en el campo magnético del inductor se recupera a los condensadores C317, C346, C381 del circuito de alimentación del convertidor. Los varistores RU7 y RU8 suprimen los impulsos de sobretensión causados por la autoinducción EMF del inductor L11. Si la tensión de alimentación trifásica es de 3 V y no hay desequilibrio de fases, entonces las tensiones de fase Uf son iguales a
A la tensión nominal de la red en reposo, la tensión constante en la salida del rectificador Larionov es
En realidad, debido al hecho de que hay caídas de voltaje en los diodos del rectificador VD35, el tiristor abierto VS1, el devanado I del inductor L11, etc., el voltaje de CC suministrado al convertidor de pulsos puede ser aproximadamente un 10% menor. . La carga de los condensadores C317, C346 ... C381 en el momento de encender la fuente genera un pulso de corriente que fluye a través del puente Larionov VD35. Para que la carga de los condensadores del filtro no provoque sobrecargas de corriente, se utiliza un circuito de arranque paso a paso, cuyo elemento actuador es el tiristor VS1. En el momento de encender la fuente, VS1 está cerrado y la corriente de carga C317, C346 ... C381 fluye a través de la resistencia R53, lo que la limita a 22,6 A (a tensión de red máxima). Esta corriente no es peligrosa para los diodos VD35 (la corriente máxima consumida por el convertidor de impulsos es de aproximadamente 24 A). Después de cargar los condensadores del filtro, R53 es desviado por un tiristor VS1, que se enciende con un retraso determinado por el circuito C287-R57. Abre el transistor de efecto de campo VS1 VT12, la resistencia R55 limita la corriente del electrodo de control (la resistencia R55 se selecciona de modo que la corriente del electrodo de control exceda la corriente de desbloqueo con un margen). El condensador C286 evita el encendido accidental del tiristor debido a interferencias. El circuito para limitar el pulso de corriente generado por la carga de los condensadores C317, C346 ... C381 está alimentado por un estabilizador paramétrico R54-VD37-VT11. El condensador C288 suprime las ondulaciones de tensión. Los ventiladores M1 ... MZ funcionan con el mismo estabilizador, cuya EMF de autoinducción de los devanados es suprimida por el diodo VD39. El estabilizador está conectado a un rectificador de conmutación con un filtro LC suavizante en C228, C229, L6, VD27, VD30. Estrangulador L6 - demodulador. Esto es necesario para que la tensión en los condensadores C228 y C229 sea proporcional al valor efectivo, y no a la amplitud, de la tensión en el devanado II del transformador T4. El condensador de polipropileno C229 con baja resistencia parásita e inductancia deriva el condensador electrolítico C228 a alta frecuencia, evitando el sobrecalentamiento de este último. El devanado primario del transformador lineal T2 está conectado al filtro de red a través del fusible FU2. y el devanado secundario está conectado a un puente rectificador VD24 con un filtro suavizante C36, C38. La tensión rectificada está conectada al estabilizador paramétrico R34-VD13-VT9, cuya tensión estabilizada se suministra al filtro en forma de U C14-C19. -L1, C23, C27, C30. El oscilador maestro SMPS está construido sobre un chip DA1, un controlador UC2 de 3825 tiempos fabricado por Texas Instruments (Unitrode) con circuitos de flejado ". La corriente máxima de cada uno de los transistores clave del IC indicado es 2 A con una duración de pulso de 0,5 μs (0,5 A a constante El propósito de los pines del IC UC3825 en una caja de plástico DIP-16 (Fig. 2) es el siguiente: 1 - entrada inversora del amplificador de error,
En las resistencias R2, R10, R52, R58 (Fig.1), se organiza un divisor de voltaje de salida SMPS, que se aplica a los condensadores C230 ... C257, C258 ... C285. Los elementos C5 y R11 aumentan la inmunidad al ruido del sistema de control automático. El voltaje CC que cae a través de las resistencias R2 y R10 se conecta a la entrada inversora del amplificador de error del chip DA1. Según los datos de referencia del fabricante, este voltaje debe estar en el rango de -0,3 ... + 7 V con respecto al pin 10 del microcircuito. Si se suministra un voltaje constante de 2 V al divisor R10-R52-R58-R200, ajustando la resistencia R10 es posible lograr un voltaje en el pin 1 de DA1 en el rango de +0,27 ... +5,3 V ( con respecto al potencial de los pines 10 y 12). Cabe señalar que ajustar R10 cambiará el voltaje de salida y, en consecuencia, el voltaje en la entrada inversora del amplificador de señal de error. El sistema de estabilización de voltaje de salida funciona así. Si el voltaje de salida del SMPS aumenta por algún motivo, entonces el voltaje del divisor al pin 1 de DA1 también aumenta. Esto provoca una disminución en el ciclo de trabajo de los pulsos generados por el microcircuito que ingresa a los módulos de potencia, es decir. una disminución en la duración de los pulsos bipolares a una frecuencia de generación constante. La tensión efectiva en los devanados secundarios del transformador de impulsos T4 se reduce y la tensión continua después del inductor demodulador L7, aplicada a los condensadores C230 ... C285, vuelve a su nivel original. El control de la tensión continua se realiza precisamente en la entrada del filtro de alta frecuencia de potencia, y no en su salida, ya que la presencia de un cambio de fase excesivo conduciría a la inestabilidad del sistema de control automático de la tensión de salida (en lugar de retroalimentación negativa, positiva podría producirse retroalimentación y autoexcitación del SMPS). Es sumamente importante que los condensadores C230...C243 y C258...C271 tengan los valores mínimos de resistencia parásita e inductancia. La cadena R9-C8 es un amplificador de señal de error correctivo. El voltaje de referencia (+5,1 V) se aplica directamente a la entrada no inversora 2 del amplificador de error. El condensador cerámico C2 filtra las ondulaciones. Las clasificaciones R1, R4 y C1 establecen la frecuencia de los pulsos que genera DA1. La capacitancia C1 determina la duración de la pausa ("tiempo muerto") entre pulsos de diferentes polaridades. Cuanto mayor sea la capacitancia C1, mayor será el tiempo muerto. En los componentes C6, R3, VT1, se ensambla un circuito de arranque "suave" del oscilador maestro DA1. Elementos R12, C12, C13: un filtro pasivo que suprime las ondulaciones de alta frecuencia y "separa" los circuitos preliminares de baja corriente y la etapa final DA1 de alta corriente. Los condensadores C12 y C13 deben tener la menor resistencia parásita e inductancia posible. Condensador C13 - cerámico. La tensión nominal del condensador de tantalio C12 no debe ser inferior a 50 V; de lo contrario, podría romperse y los condensadores de tantalio suelen fallar con el circuito cerrado. Entre la etapa de salida del microcircuito DA1 y los circuitos para forzar la descarga de las capacitancias del emisor de puerta de los transistores clave de los módulos de potencia VT2 y VT10, hay un controlador con dos MOSFET VT5 y VT6. Su finalidad es aumentar la potencia de los impulsos suministrados al devanado I del transformador de adaptación T1. Las resistencias R16 y R17 retrasan la apertura y el cierre de los transistores VT5 y VT6, y R18 y R19 descargan sus capacitancias de fuente de puerta; los circuitos RC C20-R22 y C21-R23 son necesarios para amortiguar los semidevanados primarios del transformador de pulso T1. Sin ellos, la forma de los impulsos de control de los transistores clave de los módulos VT2 y VT10 se distorsionaría enormemente, lo que inevitablemente conduciría a una emergencia. La fuerza de la corriente que fluye a través del devanado primario I de un transformador de impulsos de potencia. T4, monitoriza el transformador de corriente TK. Los pulsos de corriente que fluyen a través de las resistencias R39, R40, R43 y R44 crean en ellas caídas de voltaje, cuya magnitud es proporcional a la corriente del devanado primario. La tasa de aumento de voltaje a través de estas resistencias se reduce mediante los circuitos RC C40-R37 y C41-R38, que, además, contribuyen a la rápida amortiguación de los procesos oscilatorios parásitos. Los transils bidireccionales (transil - diodo de supresión de voltaje transitorio) VD20 y VD21 limitan la amplitud de los impulsos de sobretensión. Los pulsos rectifican los diodos Schottky VD16 y VD17, cargados en C3 y R33, formando un detector de picos. El voltaje rectificado se suministra al divisor de voltaje R27-R32. Al girar el control deslizante de la resistencia sintonizada R27, se ajusta la sensibilidad requerida que debe tener el sistema de protección actual. Desde el divisor de voltaje, la señal de sobrecarga se envía al filtro multienlace C9-C29-C31-R15-R26, que suprime las ondulaciones de alta frecuencia. Cuanto mayor sea la capacitancia C9, C29, C31 y mayor la resistencia R15 y R26, mayor será la inercia del sistema de protección actual. Si es excesivamente inercial, no podrá realizar funciones de protección y si es demasiado rápido, es posible que se produzcan falsos positivos. El voltaje de la señal de sobrecarga filtrada se alimenta a la entrada 9 del microcircuito DA1, que, en caso de un aumento de corriente de emergencia, bloqueará el controlador. Mientras el voltaje en el pin 9 de DA1 es +0,9...+1,1 V con respecto al pin 10, el ciclo de trabajo del pulso disminuye, y si este voltaje alcanza +1,25...+1,55 B, la generación de pulso se detiene. El tiempo de retardo de apagado típico en el pin 9 de IC UC1825, UC2825 y UC3825 es de solo 50 ns y el tiempo de retardo máximo no supera los 80 ns. Según el libro de referencia, el voltaje máximo que se puede aplicar a la entrada 9 con respecto al pin 10 es de +6 V, y en este dispositivo no supera los 3,8 V. El transformador T1, el transformador de corriente T3 y el transformador de impulsos de potencia T4 coincidentes proporcionan aislamiento galvánico de los circuitos de entrada y salida del dispositivo. El transformador T1 asume las funciones de aislamiento galvánico de circuitos para la descarga forzada de las capacitancias de compuerta de los módulos IGBT VT2 y VT10 entre sí y del controlador del transistor. Los circuitos de bloqueo forzado de los módulos IGBT VT2 y VT10 están representados por cuatro grupos de componentes: R13, R20, R24, VD5, VD7, VD9, VT3; R14, R21, R25, VD6, VD8, VD10, VT4; R28, R30, R35, VD11, VD14, VD18, VT7; así como R29, R31, R36, VD12, VD15, VD19, VT8. Las resistencias R20, R21, R30 y R31 son necesarias para ralentizar el encendido y apagado de los transistores correspondientes en los módulos de potencia VT2 y VT10, para reducir la amplitud y duración de los procesos oscilatorios. Sin esto, existiría el peligro de pérdida de controlabilidad de los módulos IGBT debido al "rotura" de estructuras parásitas de tiristores, causada por una velocidad de respuesta de señal excesivamente alta. Los expertos de Powerex, Inc., que fabrica módulos de potencia CM300DU-24NFH, recomiendan valores de resistencia de puerta en el rango de 1...10 ohmios. Las resistencias R24, R25, R28 y R29 amortiguan las oscilaciones parásitas que se producen en los circuitos. Si eliminamos las cargas de los devanados II, III, IV y V del transformador correspondiente T1 y las resistencias R24, R25, R28 y R29, la forma de los pulsos de voltaje en los devanados secundarios de este transformador toma la forma que se muestra en la Fig. 3 (duración del barrido - 5 μs / div.) . Se debe evitar recibir impulsos con procesos oscilatorios tan amortiguados.
Cuando se enciende la fuente de alimentación, el voltaje de la fuente de alimentación del convertidor se aplica a divisores de voltaje parásitos formados a partir de las capacitancias de puerta-emisor y puerta-colector de los módulos IGBT. Si no limita el voltaje entre las puertas y los emisores a un nivel seguro para los transistores, estos se atravesarán. El voltaje del emisor de puerta de los módulos IGBT CM300DU-24NFH no debe exceder ±20 V, que es un valor normal para esta clase de dispositivos. Los circuitos puerta-emisor están protegidos por diodos de sujeción bidireccionales VD5, VD6, VD18 y VD19. La descarga acelerada de capacitancias del emisor de puerta de los módulos IGBT es proporcionada por transistores pn-p bipolares VT3, VT4, VT7 y VT8 que, cuando se abren, evitan las entradas de control de los interruptores electrónicos. Las resistencias R13, R14, R35, R36 también ayudan a descargar las capacitancias del emisor de puerta. Los potentes diodos limitadores VD3, VD4, VD22 y VD23 protegen los transistores clave contra sobretensiones. Cadenas de amortiguación C3-R7-VD1; C4-R8-VD2; C42-R41-VD25; C43-R42-VD26 son amortiguadores. Si no estuvieran, cada vez que las llaves estuvieran encerradas en los cristales IGBT, los módulos de potencia VT2 y VT10 liberarían brevemente una gran potencia, calculada en muchos kilovatios, y esto causaría una intensa degradación de los semiconductores de los transistores de potencia y , al final, llevaría a su salida fuera de servicio. Los condensadores C46.C220 evitan la polarización de CC a largo plazo del núcleo del transformador de impulsos. T4, lo que podría provocar la saturación del circuito magnético T4. En potentes diodos VD31. VD34, derivado con amortiguadores C224-R48, C225-R49, C226-R50 y C227-R51, se ensamblan dos rectificadores de pulsos de salida separados. El inductor L7 se utiliza para la demodulación y estabilización de voltaje de grupo. La salida la forman los condensadores C230 ... C285, C289 ... C316, C318 ... C345 y las bobinas de choque L8 ... L10. Filtro en forma de U que suaviza las ondulaciones de alta frecuencia. Los condensadores C230.C243, C258 ... C271, C289.C316 deben tener una resistencia parásita e inductancia mínimas. Las resistencias R60 y R61 descargan los condensadores del filtro de salida una vez finalizado el SMPS. El LED HL1 indica el estado encendido del dispositivo y las resistencias R59 y R62 limitan la corriente que fluye a través de él. Los fusibles FU3 y FU4 desconectan la carga de los condensadores del filtro de salida SMPS en caso de sobrecorriente. Posibles reemplazos de componentes El Chip 0A1 marca UC3825 se puede cambiar a UC2825, UC1825 o K1156EU2. El condensador de ajuste de frecuencia C1 debe tener un grupo de estabilidad de temperatura MPO. Por ejemplo, un condensador de marca servirá. K71-7. No utilice condensadores que puedan tener "parpadeos de capacitancia". Los condensadores C3, C4, C42 y C43 en circuitos de amortiguación con una capacidad de 15 nF y una tensión nominal de 4 kV (en corriente continua) se utilizan con un dieléctrico de polipropileno Snubber FKP15N/4000 de WIMA. Se pueden cambiar por dispositivos Snubber FKP15N/3000. Los condensadores C7, C10, C11, C34, C35, C37 son cerámicos, tipo Yl, y los C22, C28, C32, C39, C44, C45, C221 ... C223 son de polipropileno, metalizados, tipo X1. Los condensadores C7, C10, C11, C34, C35, C37 se pueden utilizar con las marcas DECE33J222ZC4B y se pueden reemplazar con marcas similares DHRB34C102M2FB o K15-5 con una capacidad de 2.2 nF y una tensión nominal de 6,3 kV. Condensadores C22, C28, C32, C39, C44, C45, C221 ... C223 - MKP10N330K1K0-27 de WIMA con carcasa autoextinguible. Estos condensadores son reemplazables por MKP10470N/2K, MKP10 1U/1.6K o similares. Puede utilizar condensadores de polipropileno metalizado de las series 0,33uF, 0,47uF o 0,68uF. MKR1840 de Vishay, clasificado para 600 V CA. Los condensadores C46.C220 con una capacidad de 47 nF cada uno y una tensión continua nominal de 2 kV son de polipropileno de alta frecuencia, FKP14 7N / 2000. La capacitancia total de un grupo de 175 capacitores conectados en paralelo es de aproximadamente 8,2 microfaradios. Condensadores C230, C243, C258, C271, C289 ... C316: grados de polipropileno de alta frecuencia FKP4 0.1U / 630 o MKR10 0.1U / 630. Estos condensadores deben tener una inductancia y resistencia parásitas mínimas. Condensador C317 con dieléctrico de polipropileno metalizado - tipo DC-LINK HC V255. En lugar de un condensador de 340 uF, puede utilizar un condensador de 346 uF del mismo tipo y tensión nominal. Condensadores C381 ... C147 - polipropileno de alta frecuencia, FKP2000N / XNUMX. Condensadores C244, C257, C272, C285, C318, C345 - Serie NQ f. Grupo Tecnológico Aihuan. El condensador de esta serie con una capacidad de 1600 uF y una tensión nominal de 450 V puede soportar una corriente ondulada de 9,8 A a una frecuencia de 300 Hz y una temperatura de 85 ° C. Para que la amplitud de las ondulaciones en ellos no exceda el valor máximo permitido, fue necesario combinar los condensadores conectados en paralelo en grupos. Las resistencias trimmer R1, R10, R27 de la marca SP5-2V se pueden cambiar por resistencias SPZ-19A, SPZ-39, SP5-5V, SP16-5 o SP22-3, es posible sustituirlas por resistencias del tipo PVZ4A o Serie PVMXNUMX de Murata Manufacturing. Sin embargo, los recortadores importados tienen una gama diferente de resistencias y, por lo tanto, al reemplazarlos, será necesario corregir la resistencia de las resistencias fijas conectadas en serie con los recortadores. Resistencias R7, R8, R41, R42 - RA6 (no inductivas) de la empresa "LAET" en el caso. A-247. Para enfriar las resistencias se utilizan radiadores HS104-50 separados con unas dimensiones de 100x102x24,5 mm. Las resistencias R48, R51 se pueden usar de la misma marca RA6, o puede tomar resistencias de la serie SMHP de 20 W en el paquete TO-263 de TT electronics, o crear 4 resistencias no inductivas de 5 W. Resistencia fija R53 - cable, C5-43V-50 o C5-35V. Es importante que esta resistencia pueda soportar fácilmente sobrecargas de corriente de corta duración. Resistencias R63, R66 - cable, C5-47V. Los variadores RU1...RU6 tipo S20K680 se pueden tomar de las marcas B72220-S 681-K101, TVR20112 o CNR20D112. El varistor RU7B72220-S102-K101 funciona a 895 V CC y puede absorber hasta 410 J. Se puede intercambiar por dos varistores B72220-S681-K101 conectados en paralelo (cada uno funciona a 895 V y puede absorber hasta 250 J). El varistor RU8 TVR20241 tiene un voltaje de 200 V CC y es capaz de absorber la energía más alta de 108 J. El varistor especificado es reemplazable por B72220-S2131-K101, JVR-20N241K, S20K130E2 o S20K150. Los diodos VD1, VD2, VD25, VD26, VD36 y VD38 de la marca DSDI60-16A se pueden cambiar por diodos DSDI60-18A del mismo fabricante o RHRG75120, RHRU100120 f. Fairchild Semiconductor Corporation". Los diodos se montan en refrigeradores separados HS143-100 o similares. Los diodos de sujeción bidireccionales VD3. VD4, VD22 y VD23 (ONS261-10-9) se pueden reemplazar con. ONS261-Yu-8 o. ONS261-10- 10. Los refrigeradores adecuados son 0171 o 0371. Los diodos limitadores bidireccionales VD5, VD6, VD18 y VD19 marca 1.5KE18CA se pueden cambiar a 5KR15CA o. P6KE18CA. Los diodos Schottky VD7...VD12, VD14, VD15 (SB5100) se sustituyen por MBR750. SB560, SB860 o SB860F. El diodo Zener VD13 1N5354B tiene un voltaje de ruptura de 17 V. Se puede cambiar a 1SMA5930B, 1N5355B-MBR o 1N5353B. Los diodos Schottky VD16 y VD17 (1N5819) se cambian a 11DQ06, 11DQ10, MBR160, SB140...SB160. SB1100, SR1100, SR106 o SR180. Los diodos bidireccionales VD20 y VD21 (1.5KE8.2CA) son reemplazables por diodos protectores R6KE8.2CA, R6KE10CA o 1.5KE10CA. El conjunto de diodos VD24 tipo MB154W se puede cambiar a uno de los dispositivos BR154, BR156, BR158 o MB156W. Se monta sobre un refrigerador, por ejemplo, marca HS183 con dimensiones 30x50x17 mm fabricado por "Kinsten Industrial". Los diodos ultrarrápidos VD27...VD30 HFA15PB60 se pueden sustituir por DSEI12-06A. FES16DT. FES16FT o HFA15TB60. Están montados sobre cuatro refrigeradores separados HS184-30 con unas dimensiones totales de 30x41x30 mm o similares. Los diodos ultrarrápidos VD31.VD34 150EBU04 permiten una corriente directa de 150 A (a una temperatura de 104 ° C) y soportan el voltaje inverso más alto de 400 V. Su tiempo típico de recuperación inversa es de 172 ns (a una corriente directa de 150 A , una tensión inversa de 200 V y una temperatura de 125 °C). La caída máxima de tensión directa en el diodo 150EBU04 es de 1.17 V a 150 A y 125 °C. Estos componentes se pueden cambiar por conjuntos HFA320NJ40C o HFA280NJ60C, compuestos por dos diodos. Sin embargo, debe recordarse que los diodos que contienen tienen un cátodo común. También es aceptable un reemplazo para el MUR20060CT. Los cuatro diodos (VD31...VD34) están montados en refrigeradores independientes HS153-100 f. "Kinsten Industrial" o similar. El puente de diodos trifásico VD35 marca RM75TC-2H se puede cambiar por un puente similar 160MT160KV. El puente de diodos se instala en el refrigerador HS153-50 o similar. El diodo Zener VD37 marca 1N5350B tiene un voltaje de ruptura de 13 V (± 5%). Se puede reemplazar con uno de los diodos zener 1N5351V, BZX85C-13V o ZY13. Está permitido reemplazar el diodo VD39 de la marca MUR420 por BYD1100, BYV28-100. SBYV28-200. SF22. SF54 o SB5100. Es deseable que el LED HL1 tenga un brillo verde o azul. En lugar del LED de la marca L-7113CGCK, puede llevar uno de los dispositivos KIPM01V-1L, KIPM07G-1L, L-383SGWT, ARL2-5213PGC o L-1503SGC. El transistor pn-p de baja potencia KT361G (VT1) se puede cambiar por otros transistores de la serie KT361, así como por dispositivos similares. VS 157, VS 158 VS250V, VS250S. Los módulos de potencia VT2 y VT10 contienen cada uno dos potentes IGBT conectados en un circuito de medio puente con diodos opuestos integrados. Los transistores de los módulos CM300DU-24NFH permiten el funcionamiento a una frecuencia de hasta 30 kHz en conmutación dura y a una frecuencia de 60...70 kHz en modo resonante. La corriente continua de los colectores de transistores es de hasta 300 A, la corriente pulsada es de 600 A y el voltaje máximo colector-emisor es de 1200 V (a una temperatura de 25°C). El voltaje máximo de saturación colector-emisor de los transistores de los módulos es de 6,5 V, y su valor típico es de 5 V. Cada módulo de potencia debe instalarse en un refrigerador separado, por ejemplo, "DAU" de la serie IHV o IHM, y una longitud de 300 mm es suficiente. En lugar de estos componentes, está permitido utilizar módulos CM200DU-24NFH o varios transistores discretos, por ejemplo, IRGPS60B120KDP. Estos últimos tienen una corriente de colector directa de 105 A, una corriente pulsada de 240 A y una tensión colector-emisor máxima de 1200 V (a una temperatura de 25°C). El dispositivo utiliza aquellos componentes que tenía el autor. Al elegir transistores clave, debe recordarse que la corriente permitida de los colectores IGBT disminuye considerablemente al aumentar la frecuencia de conversión y la temperatura. A medida que aumenta la temperatura, también disminuye la disipación de potencia permitida de los transistores. La corriente más alta del devanado primario de un transformador de impulsos de potencia. T4 es de aproximadamente 24 A, lo que también debe tenerse en cuenta. Los transistores VT3, VT4, VT7 y VT8 (2SA1244) se pueden reemplazar por 2SB1202. Los MOSFET VT5, VT6 y VT12 (IRF530N) se pueden cambiar a IRFU3910, IRF530, IRL530N o IRFI540G. Los transistores VT5 y VT6 se montan sobre refrigeradores miniatura KG-331 fabricados por Kingcooler, y el transistor VT12 se monta sobre un radiador HS115-50, HS113-50 'Kinsten Industrial' o similar en eficiencia. El transistor se monta sobre un refrigerador HS9-2 o similar.El transistor bipolar VT6284 marca 2N6283 se puede cambiar por KT827A.Se debe montar sobre un disipador HS827-143 o similar. El tiristor VS1 marca T161-160-18 está montado en el enfriador 0171 o 0371. Se puede reemplazar con T161-160-14, T161-160-15, T161-160-16, T261-160-18 o T161-200-14. . Estrangulador L1 - LPV2023-501KL f. "Bourne". Según datos de referencia, la inductancia de su devanado es de 500 (±10%) µH y su resistencia máxima es de 0,28 ohmios. El inductor puede soportar una corriente máxima de 1,5 A. El inductor L2 está realizado sobre dos núcleos magnéticos toroidales hechos de hierro atomizado apilados entre sí. T650-26 o T650-52, tamaño K165,0x88,9x50,8 f. "Micrometales". Los devanados del inductor se enrollan simultáneamente en tres cables. Cada devanado debe contener 18 vueltas y tener una inductancia de 265 uH. Como alambre para enrollar, está permitido utilizar una "coleta" de 10 hilos de alambre de cobre PEV-2 o PETV de 0,55 mm (para cobre). Los inductores L3 ... L5 están fabricados sobre núcleos toroidales de hierro atomizado T400-26D, tamaño K102x57.2x33 mm, con una "coleta" de 10 hilos de alambre de cobre PEV-2 o PETV de 0,55 mm de diámetro cada uno (para cobre ). Cada devanado consta de 32 vueltas, su inductancia es de 265 uH. Estrangulador L6 tomado LPV2023-501KL f. "Bourne". Tiene una corriente máxima de 1,5 A, una inductancia de devanado de 500 (±10%) µH y su resistencia no supera los 0,28 ohmios. El inductor L7 de dos devanados está realizado sobre un núcleo magnético toroidal hecho de hierro atomizado. T650-26 o T650-52 K165x88,9x50,8 mm. Los devanados del inductor se colocan simultáneamente en dos cables hasta que la inductancia de cada devanado sea de 35 μH (el número de vueltas de cada devanado es 10). Los devanados se realizan con una "coleta" de 90 hilos de alambre PEV-2, PETV o PELSHO de 0,55 mm cada uno (para cobre). Debido al hecho de que el rectificador de salida es de onda completa, las ondulaciones del voltaje rectificado tienen el doble de frecuencia que la frecuencia de conversión. Los inductores L8...L10 están fabricados sobre núcleos magnéticos anulares de hierro atomizado. T650-26 o T650-52 K165x88,9x50,8 mm. El número de vueltas de cada devanado es 10 y la inductancia de cada inductor es 35 μH. Una "coleta" de 90 núcleos con un diámetro de 0,62 mm cada uno actúa como cable de bobinado. El inductor de dos devanados L11 está implementado sobre dos núcleos magnéticos toroidales de hierro atomizado apilados. T650-26 o. T650-52, tamaño K165x88,9x50.8 mm fabricado por Micrometals. Los devanados están enrollados con "coletas" de 22 núcleos de alambre de las marcas PETV o PEV-2 de 0,55 mm (para cobre). Los devanados, cada uno de los cuales tiene 29 vueltas, están enrollados en dos cables. La inductancia de cada devanado es de aproximadamente 675 uH. El transformador de impulsos T1 está fabricado sobre un circuito magnético toroidal de ferrita M2000NM-A, tamaño K39x24x7. El devanado I está enrollado con alambres cuádruples PEV-2 o PETV de 0,38 mm, los devanados II, III, IV y V - alambres dobles de los mismos grados de 0,38 mm. El devanado I tiene 130 + 130 vueltas, los devanados II, III, IV y V - 130 vueltas cada uno. El aislamiento entrelazado se realiza con cinta de poliéster o lavsan. La inductancia de los devanados II, III, IV y V, así como de cualquiera de los semidevanados primarios, es de 22 mH. El transformador T1 también se puede enrollar en el núcleo blindado B36 hecho de ferrita M2000NM1 (sin recortador ni espacio). En este caso, los devanados II, III, IV y V y cada uno de los semidevanados primarios deben contener 88 vueltas de alambre de las mismas calidades y del mismo diámetro. La inductancia de los devanados tampoco cambiará. En lugar de un transformador lineal monofásico de la marca T2. OSM1 -0,063 380/5-24, se puede llevar el transformador OSM 1-0,063 380/36, OSM 1-0,1 380/5-24, OSM 1-0,16 380/5-24 o similar. Transformador de corriente. T3 se fabrica en un circuito magnético Ø 12x15 a partir de ferrita de manganeso-zinc 2500NMS1-11 o 3000NMS. El devanado primario consta de una vuelta, por conveniencia, hecha en un haz de 22 hilos de alambre PEV-2 o PETV de 0,55 mm (para cobre). El diámetro de cada vena, teniendo en cuenta el espesor del revestimiento aislante, es de 0,62 mm. Para aumentar la resistencia eléctrica del aislamiento, el devanado primario del transformador de corriente pasa a través de un tubo de fibra de vidrio. El devanado secundario contiene 74 + 74 vueltas de dos cables unipolares plegados de los mismos grados de 0,33 mm (para cobre). Para evitar la saturación, se deja en el núcleo un espacio no magnético de 0,05 mm de espesor. Transformador de impulsos de potencia. T4 se puede realizar sobre cinco conjuntos de núcleos magnéticos plegados entre sí a través de juntas aislantes con un espesor de 0,05 mm. Ш20х28 de ferrita 2500НМС1, diseñado para funcionar en fuertes campos magnéticos. Con esta configuración, la mayoría de los devanados estarán protegidos de la ferrita que rodea los núcleos laterales. En el núcleo magnético, es útil hacer un espacio no magnético de 0,02 + 0,02 mm, lo que aumentará la intensidad máxima permitida del campo magnético en el núcleo. El uso de grandes circuitos magnéticos se debe a la frecuencia de conversión de 25 kHz, cuya elección está asociada con la velocidad de conmutación permitida de los transistores de los módulos VT2 y VT10. El devanado I T4 tiene 9 vueltas de "pigtail" de 18 hilos de alambre PEV-2 o PETV de 0,47 mm. El devanado II tiene 1 vuelta de 0,47 mm. Los devanados III y IV deben ser lo más similares posible y constar de 2 + 2 vueltas de "pigtail" de 38 hebras de 0,4 mm cada una. Entre los devanados es necesario colocar un aislamiento fino (no más de 0,3 mm), pero que debe proporcionar la rigidez dieléctrica necesaria. Cabe señalar que es muy difícil colocar los devanados, dado que la ventana del circuito magnético resulta estar casi completamente llena. Se deben pegar al menos 4 radiadores de la marca KG-370 o KG-222 al núcleo del transformador mediante juntas aislantes de mica. El disyuntor trifásico FU1 marca ABB S203 C40A se puede cambiar por ABB S203R C32, Moeller 6P PL40-C3/3, Moeller 6P PL32-C3/3. Los fusibles FU4 y FU120, dimensionados para una corriente de disparo de 2 A, se pueden utilizar para automóviles de la marca "FLOSSER", tipo "B" o marca. PN-XNUMX. Los ventiladores М1...МЗ JF0825B1Н fabricados por "Jamicon Corporation" con una tensión de alimentación de 12 V y un consumo de corriente de 0,19 A tienen unas dimensiones de 80x80x25 mm y una capacidad de 1,1 m3/min. Pueden ser reemplazados por JF0815B1H. JF0825S1H,EC8025M12SA.KF0820B1H, KF0820S1H o similares, consumiendo corriente inferior a 0,2A. diseño El dispositivo de alimentación se conecta a la red mediante un cable flexible de la marca. KGET-6 3x10+1x6+1x6 (TU16.K09-125-2002) o similar. Los condensadores C12, C13 deben ubicarse muy cerca de los pines 12 y 13 del microcontrolador DA1. La longitud de los conductores y de las vías debe ser lo más corta posible. La placa con el oscilador maestro se coloca en un escudo electromagnético conectado eléctricamente a los pines 10 y 12 de DA1. Los condensadores C46.C220 están soldados uno cerca del otro en ambos lados de una placa de circuito impreso larga de doble cara, que se asemeja a una regla, a lo largo de la cual solo están grabadas 4 pistas de bus: dos en un lado y dos en el lado opuesto. Los condensadores C346 ... C381 están conectados directamente a las salidas de los transistores clave de los módulos VT2 y VT10. Los circuitos de amortiguación C3-R7-VD1, C4-R8-VD2, C42-R41-VD25 y C43-R42-VD26 están conectados directamente a los terminales colector-emisor de los transistores de los módulos VT2 y VT10. Los circuitos RC de amortiguación C40-R37, C41-R38, C224-R48, C225-R49, C226-R50 y C227-R51 están ubicados lo más cerca posible de los respectivos componentes; transformador de corriente T3 y diodos VD31 ... VD34. Las piezas montadas sobre refrigeradores se instalan con grasa térmica de la marca ALSBG-3, KPT-8 o similar. Transformador de impulsos de potencia. T4 está ubicado en la ruta del flujo de aire de uno de los ventiladores M1 ... MZ, ya que cuando el SMPS funciona en modo prolongado con potencia de salida máxima, el transformador se calienta de manera bastante significativa. Todo el SMPS está blindado, el blindaje electromagnético está conectado a un cable común. Debajo del condensador C8 y la resistencia R9, así como las pistas que los conectan en el lado opuesto de la placa de doble cara, es recomendable dejar una lámina sin grabar que desempeña el papel de pantalla, que está conectada a los pines 10 y 12. del chip DA1. Configuración y ajuste. Antes de sintonizar, debe verificar cuidadosamente la instalación y la fase de los transformadores T1, T4, los estranguladores L2, L7 y L11, y luego ajustar la resistencia de las resistencias de sintonización. La resistencia R27 debe ser máxima y los controles deslizantes de las resistencias R1 y R10 deben estar en la posición media. Ahora puede proceder a la prueba unitaria del dispositivo, para lo cual necesitará un osciloscopio, una fuente de alimentación de laboratorio, un multímetro, equivalentes de carga (resistencias potentes) y dos lámparas incandescentes de 300 W. Primero debe asegurarse de que el filtro de red esté operativo. Durante la prueba, retire el fusible FU2 para apagar la fuente de alimentación auxiliar del generador maestro y no conecte el rectificador VD35 al filtro de línea. Cuando el filtro está conectado a la red, en su salida debe haber una tensión alterna trifásica de exactamente la misma amplitud que en la entrada. En ausencia de carga, el componente reactivo de la corriente consumida por el filtro de la red no debe exceder significativamente los 0,4 A, y el componente activo de la corriente debe tender a cero. Luego, el filtro se desconecta de la red y se le conecta el rectificador Larionov. El rectificador de diodos VD27 ... VD30 está desconectado del devanado II del transformador de impulsos. T4 y conecte una fuente de alimentación de laboratorio con un voltaje de salida de 15 ... 20 V y una corriente permitida de al menos 1 A. Debe haber un voltaje constante de aproximadamente 288 V en el condensador C12, el M1 ... Los ventiladores M1 deberían funcionar y. Finalmente, el tiristor VSXNUMX debería abrirse. Ahora la fuente de alimentación del laboratorio está apagada, pero no desconectada del rectificador. El circuito está roto entre el punto de conexión del varistor RU8 del inductor L11, la resistencia R63, los condensadores C317, C346, C381 y el punto de conexión de los colectores IGBT VT2.1.VT10.1, resistencias R7 ... R41. diodos VD1, VD3. VD22, VD25. Así, el convertidor de impulsos se desconectará del rectificador de red mediante un sistema de carga gradual de los condensadores del filtro. En paralelo con el condensador C317, se conecta una carga equivalente: dos lámparas incandescentes del tipo LON con una potencia de 300 vatios conectadas en serie. Durante el experimento, cuando comienza un calentamiento notable de la resistencia R53, se aplica voltaje al rectificador VD27.VD30 desde la fuente de alimentación del laboratorio. Después de completar todas las operaciones preparatorias, encienda el dispositivo en la red. En el diodo VD36 debe haber una tensión constante de aproximadamente 515 V a la tensión nominal de la red (de 463 V a 565 V) con una desviación de la tensión de la red de ± 10%). En este caso, el tiristor VS1 debe estar cerrado, lo que se puede determinar tanto por instrumentos como por la presencia de calentamiento de la resistencia R53. Encienda la fuente de alimentación del laboratorio, y VS1 debe abrirse, lo que provocará una disminución en la temperatura del resistencia R53. Si es así, desconecte el dispositivo de la red, apague la fuente de alimentación del laboratorio y restablezca las conexiones entre el condensador C317 y los colectores de los transistores VT2.1 y VT10.1, así como el rectificador VD27 ... VD30 y el devanado. II del transformador T4. El fusible FU2 retirado vuelve a su lugar. El puente de diodos VD24 se desconecta del transformador T2 y se conecta a una fuente de alimentación de laboratorio con un voltaje de salida de 20 V (de 19 a 24 V). En los condensadores C19 y C30 debe haber un voltaje constante de aproximadamente 15 V. Se conecta un osciloscopio a los terminales 11 y 14 del microcircuito DA1 y se establece una frecuencia de 1 kHz mediante una resistencia sintonizada R25. Durante el período, se deben observar dos pulsos bipolares de forma rectangular con frentes pronunciados, y entre los pulsos debe haber una pausa protectora (Fig. 4, sensibilidad - 5 V / celda, duración del barrido - 5 μs / división). La duración de la pausa protectora se elige en función de los parámetros de los transistores clave utilizados. Es deseable que sea al menos 2,1 μs. Para cambiar la duración del tiempo muerto, debe tomar un condensador C1 con una capacitancia diferente.
Una capacitancia mayor aumentará la duración de la pausa en el nivel cero y una menor aumentará la duración de la pausa en el nivel cero. Pero ajustar la capacitancia del condensador C1 provocará un cambio en la frecuencia de conversión y tendrá que reajustar la frecuencia con una resistencia de sintonización R1. Entre los drenajes de los transistores VT5 y VT6 debe haber pulsos de voltaje casi de la misma forma que en la Fig. 4. La forma de los pulsos de voltaje en ambas mitades del devanado primario del transformador de adaptación T1 se muestra en la Fig. 5 (en el momento de la medición, no hay cargas conectadas a los devanados II, III, IV y V). Para verificar el funcionamiento del circuito de protección actual, se suelda el devanado secundario del transformador de corriente T3 y, en paralelo con las resistencias R39 y R43, se conecta una fuente de alimentación de laboratorio con un voltaje de 6 V para que su "+" sea conectado al ánodo del diodo VD16, y "-" - a los terminales 10 y 12 DA1. En este caso, el controlador debe dejar de generar pulsos. Si conecta el "+" de la fuente de alimentación del laboratorio al ánodo del diodo VD17, la generación de pulsos también debería detenerse. Desconecte la unidad de laboratorio y suelde el devanado T3 en su lugar. Se puede comprobar el funcionamiento de los circuitos que aceleran la descarga de las capacitancias de los transistores puerta-emisor de los módulos VT2 y VT10 (R13-R20-R24-VD5-VD7-VD9-VT3, R14-R21-R25-VD6-VD8 -VD10-VT4, R28-R30-R35 -VD11-VD14-VD18-VT7 y R29-R31-R36-VD12-VD15-VD19-VT8 En presencia de estos circuitos, la descarga de las capacitancias de la puerta debe ocurrir más rápido que en su ausencia.Es útil comprobar la forma de los pulsos de voltaje entre los terminales de puerta-emisor de los transistores clave de los módulos de potencia VT2 y VT10. Sin circuitos de descarga de capacitancia de puerta, la forma del pulso se muestra en el oscilograma de la Fig. 6a, y en presencia de estos circuitos, en la Fig. 66 (sensibilidad - 2 V / celda, barrido - 0.2x50 μs / división), eliminado para un IGBT (el colector IGBT no está conectado a los circuitos convertidores, los otros tres IGBT y los circuitos de descarga acelerada de sus capacitancias de puerta están desactivados). La forma de los pulsos de voltaje del emisor de puerta de los transistores de los módulos de potencia VT2 y VT10 se ve significativamente influenciada por la resistencia de las resistencias de amortiguación R24, R25, R28, R29 y los circuitos C20-R22 y C21-R23, que pueden ser Seleccionado para mejorar la forma. Para verificar la regulación de voltaje por ancho de pulso, desconecte la resistencia R58 de R52 y conecte la fuente de alimentación del laboratorio "-" al punto d. En paralelo con cualquiera de los devanados secundarios (II, III, IV o V) del transformador de pulso T1, se conecta un osciloscopio y las resistencias R20, R21, R30, R31 se sueldan durante el experimento. Al cambiar el voltaje de salida de la fuente de alimentación del laboratorio de cero a 100 V, se aseguran de que el ciclo de trabajo de los pulsos cambie, mientras que su frecuencia y forma permanecen sin cambios. Esto se muestra en los oscilogramas (sensibilidad del amplificador Y - 5 V / celda, barrido - 5 μs / división): Fig. 7a - ciclo de trabajo mínimo, Fig. 76 - promedio y Fig. 7c - máximo. Si el ajuste del ciclo de trabajo tiene éxito, apague la fuente de alimentación del laboratorio y suelde las resistencias R20, R21, R30 y R31 en su lugar.
Solo después de realizar los trámites, es posible encender el SMPS en la red (sin conectarle la carga). Con la ayuda de una resistencia de sintonización R10, el voltaje de salida de la fuente se establece en ± 100 V. Entre las salidas del SMPS -100 V y +100 V (después de los fusibles FU3 y FU4), se conecta una carga equivalente con una resistencia de 3.6 ohmios. Como carga ficticia, se pueden utilizar módulos de resistencia de frenado Danotherm OHMEGA o bobinas de nicromo montadas sobre una base no combustible. Al girar el motor de la resistencia R27, se activa el sistema de protección y se apaga el SMPS a una potencia de carga de 11,1 kW. Luego se toma la carga equivalente con una resistencia de 4 ohmios, lo que corresponde a una potencia de salida de 10 kW. Cuando está conectado al dispositivo, el sistema de protección no debería funcionar. Al final del trabajo de ajuste, se debe verificar el funcionamiento de la fuente de energía en modo a largo plazo y verificar las condiciones térmicas de los componentes. ¡Atención! Durante el ajuste y durante el funcionamiento de la fuente, es necesario seguir las reglas de seguridad. Autor: E. Moskatov, Taganrog, región de Rostov.
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