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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Una descripción completa del circuito de alimentación de una PC de 200 vatios. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Fuentes de alimentación A continuación se incluye una descripción completa del diagrama de circuito de una de las fuentes de alimentación conmutadas de 200 vatios (PS6220C, fabricada en Taiwán).
La tensión de red AC se suministra a través del interruptor de red PWR SW a través del fusible de red F101 4A, filtros de supresión de ruido formados por los elementos C101, R101, L101, C104, C103, C102 y bobinas de choque L102, L103 en:
Desde el conector JP1 se suministra tensión de red AC a:
A la salida del rectificador BR1 se incluyen las capacidades del filtro de alisamiento C1, C2. El termistor THR limita el aumento inicial de corriente de carga para estos condensadores. El interruptor SW de 115 V/230 V brinda la capacidad de alimentar el UPS tanto desde una red de 220-240 V como desde una red de 110/127 V. Las resistencias de alto ohmio R1, R2, los condensadores de derivación C1, C2 son baluns (igualan los voltajes en C1 y C2) y también garantizan la descarga de estos condensadores después de que el UPS se apaga de la red. El resultado del funcionamiento de los circuitos de entrada es la aparición en el bus de tensión de red rectificada de una tensión continua Uep igual a +310 V, con algunas ondulaciones. Este UPS utiliza un circuito de arranque con excitación forzada (externa), que se implementa en un transformador de arranque especial T1, en cuyo devanado secundario, después de conectar el UPS a la red, aparece un voltaje alterno con la frecuencia de la red de suministro. . Esta tensión se rectifica mediante los diodos D25, D26, que forman un circuito de rectificación de onda completa con un punto medio con el devanado secundario T1. C30 es una capacitancia de filtro suavizante que genera un voltaje constante que se utiliza para alimentar el chip de control U4. El IC TL494 se utiliza tradicionalmente como chip de control en este UPS. La tensión de alimentación del condensador C30 se suministra al pin 12 de U4. Como resultado, el voltaje de salida de la fuente de referencia interna Uref = -14 V aparece en el pin 4 de U5, el generador interno de voltaje en diente de sierra del microcircuito se inicia y aparecen voltajes de control en los pines 8 y 11, que son secuencias de pulsos rectangulares. con bordes de ataque negativos, desplazados entre sí durante la mitad del período. Los elementos C29, R50 conectados a los pines 5 y 6 del microcircuito U4 determinan la frecuencia del voltaje en diente de sierra generado por el generador interno del microcircuito. La etapa de adaptación en este SAI se realiza mediante un circuito sin transistores con control independiente. La tensión de alimentación del condensador C30 se suministra a los puntos medios de los devanados primarios de los transformadores de control T2, T3. Los transistores de salida del IC U4 realizan las funciones de combinar transistores de etapa y están conectados de acuerdo con el circuito con el OE. Los emisores de ambos transistores (pines 9 y 10 del microcircuito) están conectados al "caso". Las cargas del colector de estos transistores son los semidevanados primarios de los transformadores de control T2, T3, conectados a los pines 8, 11 del microcircuito U4 (colectores abiertos de los transistores de salida). Las otras mitades de los devanados primarios T2, T3 con los diodos D22, D23 conectados a ellos forman circuitos de desmagnetización para los núcleos de estos transformadores. Los transformadores T2, T3 controlan los potentes transistores del inversor de medio puente. La conmutación de los transistores de salida del microcircuito provoca la aparición de EMF de control pulsado en los devanados secundarios de los transformadores de control T2, T3. Bajo la influencia de estos CEM, los transistores de potencia Q1, Q2 se abren alternativamente con pausas ajustables (“zonas muertas”). Por lo tanto, la corriente alterna fluye a través del devanado primario del transformador de impulsos de potencia T5 en forma de impulsos de corriente en forma de diente de sierra. Esto se explica por el hecho de que el devanado primario T5 está incluido en la diagonal del puente eléctrico, un brazo del cual está formado por los transistores Q1, Q2 y el otro por los condensadores C1, C2. Por lo tanto, cuando cualquiera de los transistores Q1, Q2 se abre, el devanado primario T5 se conecta a uno de los condensadores C1 o C2, lo que hace que fluya corriente a través de él mientras el transistor esté abierto. Los diodos amortiguadores D1, D2 aseguran el retorno de la energía almacenada en la inductancia de fuga del devanado primario T5 durante el estado cerrado de los transistores Q1, Q2 a la fuente (recuperación). La cadena C4, R7, que desvía el devanado primario T5, ayuda a suprimir los procesos oscilatorios parásitos de alta frecuencia que surgen en el circuito formado por la inductancia del devanado primario T5 y su capacitancia entre espiras cuando los transistores Q1, Q2 están cerrados, cuando la corriente a través el devanado primario se detiene abruptamente. El condensador C3, conectado en serie con el devanado primario T5, elimina el componente CC de la corriente a través del devanado primario T5, eliminando así la magnetización no deseada de su núcleo. Las resistencias R3, R4 y R5, R6 forman divisores básicos para los potentes transistores Q1, Q2, respectivamente, y proporcionan un modo de conmutación óptimo desde el punto de vista de las pérdidas de potencia dinámicas en estos transistores. El flujo de corriente alterna a través del devanado primario T5 provoca la presencia de pulsos rectangulares alternos EMF en los devanados secundarios de este transformador. El transformador de potencia T5 tiene tres devanados secundarios, cada uno de los cuales tiene un terminal en el punto medio. El devanado IV proporciona un voltaje de salida de +5 V. El conjunto de diodos SD2 (medio puente) forma un circuito de rectificación de onda completa con un punto medio con el devanado IV (el punto medio del devanado IV está conectado a tierra). Los elementos L2, C10, C11, C12 forman un filtro de suavizado en el canal de +5 V. Para suprimir los procesos oscilatorios parásitos de alta frecuencia que ocurren al cambiar los diodos del conjunto SD2, estos diodos se desvían calmando los circuitos RC C8, R10 y C9, R11. Los diodos del conjunto SD2 son diodos con barrera Schottky, lo que consigue la velocidad requerida y aumenta la eficiencia del rectificador. El devanado III junto con el devanado IV proporciona un voltaje de salida de +12 V junto con el conjunto de diodos (medio puente) SD1. Este conjunto forma, con el devanado III, un circuito rectificador de onda completa con punto medio. Sin embargo, el punto medio del devanado III no está conectado a tierra, sino que está conectado al bus de tensión de salida de +5 V. Esto permitirá utilizar diodos Schottky en el canal de generación de +12 V, porque el voltaje inverso aplicado a los diodos rectificadores con esta conexión se reduce al nivel permitido para los diodos Schottky. Los elementos L1, C6, C7 forman un filtro de suavizado en el canal de +12 V. Las resistencias R9, R12 están diseñadas para acelerar la descarga de los condensadores de salida de los buses de +5 V y +12 V después de desconectar el UPS de la red. El circuito RC C5, R8 está diseñado para suprimir los procesos oscilatorios que ocurren en el circuito parásito formado por la inductancia del devanado III y su capacitancia entre espiras. El devanado II con cinco derivaciones proporciona voltajes de salida negativos de -5 V y -12 V. Dos diodos discretos D3, D4 forman un medio puente de rectificación de onda completa en el canal de generación de -12 V, y los diodos D5, D6, en el canal de -5 V. Los elementos L3, C14 y L2, C12 forman filtros de suavizado para estos canales. El devanado II, al igual que el devanado III, está derivado por un circuito de amortiguación RC R13, C13. El punto central del devanado II está conectado a tierra. La estabilización de las tensiones de salida se realiza de diferentes formas en diferentes canales. Los voltajes de salida negativos -5 V y -12 V se estabilizan mediante estabilizadores lineales integrados de tres terminales U4 (tipo 7905) y U2 (tipo 7912). Para hacer esto, los voltajes de salida de los rectificadores de los condensadores C14, C15 se suministran a las entradas de estos estabilizadores. Los condensadores de salida C16, C17 producen tensiones de salida estabilizadas de -12 V y -5 V. Los diodos D7, D9 aseguran la descarga de los condensadores de salida C16, C17 a través de las resistencias R14, R15 después de desconectar el UPS de la red. De lo contrario, estos condensadores se descargarían a través del circuito estabilizador, lo cual no es deseable. A través de las resistencias R14, R15, también se descargan los condensadores C14, C15. Los diodos D5, D10 realizan una función de protección en caso de avería de los diodos rectificadores. Si al menos uno de estos diodos (D3, D4, D5 o D6) resulta estar "roto", entonces, en ausencia de los diodos D5, D10, se aplicaría un voltaje de pulso positivo a la entrada del estabilizador integrado U1 (o U2), y por los condensadores electrolíticos C14 o C15 circularía corriente alterna, lo que provocaría su fallo. La presencia de diodos D5, D10 en este caso elimina la posibilidad de que ocurra tal situación, porque la corriente se cierra a través de ellos. Por ejemplo, si el diodo D3 está "roto", la parte positiva del período en el que D3 debe estar cerrado, la corriente en el circuito se cerrará: a D3 - L3 D7-D5 - "caso". La estabilización del voltaje de salida de +5 V se realiza mediante el método PWM. Para hacer esto, se conecta un divisor resistivo de medición R5, R51 al bus de voltaje de salida de +52 V. Se elimina una señal proporcional al nivel de voltaje de salida en el canal de +5 V de la resistencia R51 y se alimenta a la entrada inversora del amplificador de error DA3 (pin 1 del chip de control). La entrada directa de este amplificador (pin 2) se alimenta con un nivel de voltaje de referencia tomado de la resistencia R48, que está incluida en el divisor VR1, R49, R48, que está conectado a la salida de la fuente de referencia interna del microcircuito U4 Uref. = +5 V. Cuando el nivel de voltaje en el bus + cambia 5 V, bajo la influencia de varios factores desestabilizadores, la magnitud del desajuste (error) entre los niveles de voltaje de referencia y controlado en las entradas del amplificador de error DA3 cambia. Como resultado, el ancho (duración) de los pulsos de control en los pines 8 y 11 del microcircuito U4 cambia de tal manera que el voltaje de salida desviado +5 V regresa al valor nominal (como el voltaje en el bus de +5 V disminuye, el ancho de los pulsos de control aumenta y, a medida que este voltaje aumenta, disminuye). El funcionamiento estable (sin generación parásita) de todo el circuito de control está garantizado por una cadena de retroalimentación negativa dependiente de la frecuencia que rodea al amplificador de error DA3. Esta cadena está conectada entre los pines 3 y 2 del chip de control U4 (R47, C27). La tensión de salida +12 V en este SAI no está estabilizada. El nivel de voltaje de salida en este UPS se ajusta solo para los canales de +5 V y +12 V. Este ajuste se realiza cambiando el nivel del voltaje de referencia en la entrada directa del amplificador de error DA3 usando la resistencia de recorte VR1. Al cambiar la posición del control deslizante VR1 durante el proceso de configuración del UPS, el nivel de voltaje en el bus de +5 V cambiará dentro de ciertos límites y, por lo tanto, en el bus de +12 V, porque El voltaje del bus de +5 V se suministra al punto medio del devanado III. La protección combinada de este SAI incluye:
Veamos cada uno de estos esquemas. El circuito de control limitador utiliza como sensor un transformador de corriente T4, cuyo devanado primario está conectado en serie con el devanado primario del transformador de impulsos de potencia T5. La resistencia R42 es la carga del devanado secundario T4, y los diodos D20, D21 forman un circuito de rectificación de onda completa para el voltaje de pulso alterno eliminado de la carga R42. Las resistencias R59, R51 forman un divisor. Parte de la tensión se suaviza mediante el condensador C25. El nivel de voltaje en este capacitor depende proporcionalmente del ancho de los pulsos de control en las bases de los transistores de potencia Q1, Q2. Este nivel se alimenta a través de la resistencia R44 a la entrada inversora del amplificador de error DA4 (pin 15 del chip U4). La entrada directa de este amplificador (pin 16) está conectada a tierra. Los diodos D20, D21 están conectados de modo que el condensador C25, cuando la corriente fluye a través de estos diodos, se carga a un voltaje negativo (en relación con el cable común). En funcionamiento normal, cuando el ancho de los pulsos de control no excede los límites aceptables, el potencial del pin 15 es positivo, debido a la conexión de este pin a través de la resistencia R45 al bus Uref. Si el ancho de los pulsos de control aumenta excesivamente por cualquier motivo, el voltaje negativo en el capacitor C25 aumenta y el potencial del pin 15 se vuelve negativo. Esto conduce a la aparición del voltaje de salida del amplificador de error DA4, que anteriormente era igual a 0 V. Un aumento adicional en el ancho de los pulsos de control conduce al hecho de que el control de conmutación del comparador PWM DA2 se transfiere al amplificador DA4, y el aumento posterior en el ancho de los pulsos de control ya no ocurre (modo de limitación), porque la duración de estos impulsos ya no depende del nivel de la señal de realimentación en la entrada directa del amplificador de error DA3. El circuito de protección contra cortocircuitos en cargas se puede dividir condicionalmente en protección de canales para generar voltajes positivos y protección de canales para generar voltajes negativos, que se implementan en aproximadamente el mismo circuito. El sensor del circuito de protección contra cortocircuitos en las cargas de canales que generan voltajes positivos (+5 V y +12 V) es un divisor resistivo de diodo D11, R17, conectado entre los buses de salida de estos canales. El nivel de voltaje en el ánodo del diodo D11 es una señal controlada. En funcionamiento normal, cuando los voltajes en los buses de salida de los canales de +5 V y +12 V están en valores nominales, el potencial del ánodo del diodo D11 es de aproximadamente +5,8 V, porque La corriente fluye a través del divisor del sensor desde el bus de +12 V al bus de +5 V a lo largo del circuito: bus de +12 V - R17-D11 - bus de +5 V. La señal controlada del ánodo D11 se alimenta al divisor resistivo R18, R19. Parte de este voltaje se elimina de la resistencia R19 y se suministra a la entrada directa del comparador 1 del microcircuito U3 del tipo LM339N. La entrada inversora de este comparador recibe un nivel de tensión de referencia procedente de la resistencia R27 del divisor R26, R27 conectado a la salida de la fuente de referencia Uref=+5 V del chip de control U4. El nivel de referencia se selecciona de manera que, durante el funcionamiento normal, el potencial de la entrada directa del comparador 1 exceda el potencial de la entrada inversa. Luego, el transistor de salida del comparador 1 se cierra y el circuito UPS funciona normalmente en modo PWM. En el caso de un cortocircuito en la carga del canal de +12 V, por ejemplo, el potencial anódico del diodo D11 se vuelve igual a O V, por lo que el potencial de la entrada inversora del comparador 1 será mayor que el potencial de la directa. entrada, y el transistor de salida del comparador se abrirá. Esto provocará el cierre del transistor Q4, que normalmente está abierto por la corriente de base que fluye a través del circuito: Upom bus - R39 - R36 b-e Q4 - "case". Al encender el transistor de salida del comparador 1, se conecta la resistencia R39 al "caso" y, por lo tanto, el transistor Q4 se apaga pasivamente con polarización cero. Al cerrar el transistor Q4 se carga el condensador C22, que sirve como elemento de retardo para la protección. El retraso es necesario porque durante el proceso de entrada del UPS en modo, los voltajes de salida en los buses de +5 V y +12 V no aparecen inmediatamente, sino a medida que se cargan los capacitores de salida de alta capacidad. El voltaje de referencia de la fuente Uref, por el contrario, aparece casi inmediatamente después de que el UPS se conecta a la red. Por lo tanto, en el modo de arranque, el comparador 1 conmuta, su transistor de salida se abre, y si faltara el condensador de retardo C22, esto provocaría que la protección se disparara inmediatamente cuando el UPS se conecta a la red. Sin embargo, C22 está incluido en el circuito y la protección funciona solo después de que el voltaje alcanza el nivel determinado por los valores de las resistencias R37, R58 del divisor conectado al bus Upom y que es la base del transistor Q5. Cuando esto sucede, el transistor Q5 se abre y la resistencia R30 se conecta a la "caja" a través de la baja resistencia interna de este transistor. Por lo tanto, aparece un camino para que la corriente base del transistor Q6 fluya a través del circuito: Uref - unidad Q6 - R30 - unidad Q5 "caja". Esta corriente abre el transistor Q6 hasta la saturación, como resultado de lo cual el voltaje Uref = 5 V, que alimenta el transistor Q6 a lo largo del emisor, se aplica a través de su baja resistencia interna al pin 4 del chip de control U4. Esto, como se mostró anteriormente, conduce a la parada de la ruta digital del microcircuito, la desaparición de los pulsos de control de salida y el cese de la conmutación de los transistores de potencia Q1, Q2, es decir. al cierre de protección. Un cortocircuito en la carga del canal de +5 V dará como resultado que el potencial del ánodo del diodo D11 sea sólo de aproximadamente +0,8 V. Por lo tanto, el transistor de salida del comparador (1) estará abierto y se producirá un apagado de protección. De manera similar, la protección contra cortocircuitos está integrada en las cargas de los canales que generan voltajes negativos (-5 V y -12 V) en el comparador 2 del chip U3. Los elementos D12, R20 forman un sensor divisor resistivo de diodo, conectado entre los buses de salida de los canales de generación de voltaje negativo. La señal controlada es el potencial catódico del diodo D12. Durante un cortocircuito en una carga de canal de -5 V o -12 V, el potencial del cátodo D12 aumenta (de -5,8 a 0 V para un cortocircuito en una carga de canal de -12 V y a -0,8 V para un cortocircuito en una carga de canal de -5 V). En cualquiera de estos casos, el transistor de salida normalmente cerrado del comparador 2 se abre, lo que hace que la protección funcione según el mecanismo anterior. En este caso, el nivel de referencia de la resistencia R27 se suministra a la entrada directa del comparador 2, y el potencial de la entrada inversora está determinado por los valores de las resistencias R22, R21. Estas resistencias forman un divisor con alimentación bipolar (la resistencia R22 está conectada al bus Uref = +5 V, y la resistencia R21 está conectada al cátodo del diodo D12, cuyo potencial en funcionamiento normal del UPS, como ya se señaló, es: 5,8 V). Por lo tanto, el potencial de la entrada inversora del comparador 2 en funcionamiento normal se mantiene más bajo que el potencial de la entrada directa, y el transistor de salida del comparador se cerrará. La protección contra sobretensiones de salida en el bus de +5 V se implementa en los elementos ZD1, D19, R38, C23. El diodo Zener ZD1 (con un voltaje de ruptura de 5,1 V) está conectado al bus de voltaje de salida de +5 V. Por lo tanto, siempre que el voltaje en este bus no exceda los +5,1 V, el diodo Zener está cerrado y el transistor Q5 está también cerrado. Si el voltaje en el bus de +5 V aumenta por encima de +5,1 V, el diodo Zener "se rompe" y una corriente de desbloqueo fluye hacia la base del transistor Q5, lo que provoca la apertura del transistor Q6 y la aparición del voltaje Uref = +5 V en el pin 4 del chip de control U4, esos. al cierre de protección. La resistencia R38 es un balastro para el diodo zener ZD1. El condensador C23 evita que la protección se active durante sobretensiones aleatorias de corta duración en el bus de +5 V (por ejemplo, como resultado de la estabilización del voltaje después de una disminución repentina en la corriente de carga). El diodo D19 es un diodo de desacoplamiento. El circuito de generación de señal PG en este UPS es de doble función y está ensamblado en los comparadores (3) y (4) del microcircuito U3 y el transistor Q3. El circuito se basa en el principio de monitorear la presencia de voltaje alterno de baja frecuencia en el devanado secundario del transformador de arranque T1, que actúa sobre este devanado solo si hay voltaje de suministro en el devanado primario T1, es decir, mientras el SAI está conectado a la red eléctrica. Casi inmediatamente después de encender el UPS, aparece el voltaje auxiliar Upom en el capacitor C30, que alimenta el chip de control U4 y el chip auxiliar U3. Además, la tensión alterna del devanado secundario del transformador de arranque T1 a través del diodo D13 y la resistencia limitadora de corriente R23 carga el condensador C19. El voltaje de C19 alimenta el divisor resistivo R24, R25. Desde la resistencia R25, parte de este voltaje se suministra a la entrada directa del comparador 3, lo que provoca el cierre de su transistor de salida. El voltaje de salida de la fuente de referencia interna del microcircuito U4 Uref = +5 V, que aparece inmediatamente después, alimenta el divisor R26, R27. Por lo tanto, el nivel de referencia de la resistencia R3 se suministra a la entrada inversora del comparador 27. Sin embargo, este nivel se elige para que sea inferior al nivel en la entrada directa y, por lo tanto, el transistor de salida del comparador 3 permanece en el estado apagado. Por tanto, el proceso de carga de la capacidad de retención C20 comienza a lo largo de la cadena: Upom - R39 - R30 - C20 - “vivienda”. El voltaje, que aumenta a medida que se carga el condensador C20, se suministra a la entrada inversa 4 del microcircuito U3. La entrada directa de este comparador recibe voltaje de la resistencia R32 del divisor R31, R32 conectado al bus Upom. Mientras el voltaje a través del condensador de carga C20 no exceda el voltaje a través de la resistencia R32, el transistor de salida del comparador 4 está cerrado. Por lo tanto, una corriente de apertura fluye hacia la base del transistor Q3 a través del circuito: Upom - R33 - R34 - b-e Q3 - "caja". El transistor Q3 está abierto a la saturación y la señal PG tomada de su colector tiene un nivel pasivo bajo e impide que el procesador se inicie. Durante este tiempo, durante el cual el nivel de voltaje en el capacitor C20 alcanza el nivel en la resistencia R32, el UPS logra ingresar de manera confiable al modo de funcionamiento nominal, es decir. todos sus voltajes de salida aparecen en su totalidad. Tan pronto como el voltaje en C20 exceda el voltaje eliminado de R32, el comparador 4 cambiará y su transistor de salida se abrirá. Esto hará que el transistor Q3 se cierre y la señal PG tomada de su carga de colector R35 se active (nivel H) y permita que se inicie el procesador. Cuando el UPS se desconecta de la red, la tensión alterna desaparece en el devanado secundario del transformador de arranque T1. Por lo tanto, el voltaje en el capacitor C19 disminuye rápidamente debido a la baja capacitancia de este último (1 μF). Tan pronto como la caída de voltaje a través de la resistencia R25 sea menor que la de la resistencia R27, el comparador 3 cambiará y su transistor de salida se abrirá. Esto implicará un apagado protector de los voltajes de salida del chip de control U4, porque El transistor Q4 se abrirá. Además, a través del transistor de salida abierto del comparador 3, se iniciará el proceso de descarga acelerada del condensador C20 a lo largo del circuito: (+)C20 - R61 - D14 - condensador del transistor de salida del comparador 3 - “caja”. Tan pronto como el nivel de voltaje en C20 sea menor que el nivel de voltaje en R32, el comparador 4 conmutará y su transistor de salida se cerrará. Esto hará que el transistor Q3 se abra y la señal PG pase a un nivel bajo inactivo antes de que los voltajes en los buses de salida del UPS comiencen a disminuir de manera inaceptable. Esto inicializará la señal de reinicio del sistema de la computadora y restablecerá toda la parte digital de la computadora a su estado original. Ambos comparadores 3 y 4 del circuito de generación de señal PG están cubiertos por retroalimentación positiva utilizando las resistencias R28 y R60, respectivamente, lo que acelera su conmutación. Una transición suave al modo en este UPS se garantiza tradicionalmente mediante la cadena de formación C24, R41, conectada al pin 4 del chip de control U4. La tensión residual en el pin 4, que determina la duración máxima posible de los pulsos de salida, se establece mediante el divisor R49, R41. El motor del ventilador se alimenta del voltaje del condensador C14 en el canal de generación de voltaje de -12 V a través de un filtro de desacoplamiento adicional en forma de L R16, C15. Autores: Golovkov A. V., Lyubitsky V. B.
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