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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Potente fuente de alimentación estabilizada por pulsos. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Fuentes de alimentación El artículo llamado la atención de los lectores describe una poderosa fuente de conmutación para alimentar varios equipos electrónicos. Se ensambla según el esquema de un inversor de medio puente controlado por un controlador TL494 SHI. La aparición de transistores de efecto de campo de alto voltaje y alta potencia fue un requisito previo para el desarrollo de fuentes de alimentación de red de alta frecuencia con control de ancho de pulso (PW) [1,2, 3]. Las principales ventajas de este tipo de fuentes frente a las tradicionales lineales son la obtención de mayor potencia en carga con menores dimensiones y, en consecuencia, una mayor eficiencia [XNUMX]. El esquema de la fuente de alimentación conmutada propuesta se muestra en la fig. 1. La base del dispositivo es un convertidor ensamblado de acuerdo con un circuito de medio puente. La fuente de alimentación tiene un aislamiento galvánico completo entre los circuitos de salida y de alto voltaje de entrada. La unidad de control se ensambla sobre la base del controlador TL494 SHI.
Principales especificaciones técnicas de la fuente de alimentación
El optoacoplador de transistor U2 proporciona aislamiento galvánico en el circuito de retroalimentación de voltaje negativo. La caída de tensión en la resistencia R7 es de aproximadamente 2,5 V. La resistencia de esta resistencia se calcula ajustando la corriente a través del divisor resistivo R6R7. La resistencia de la resistencia R6 se calcula mediante la fórmula
donde Uvyx - voltaje de salida de la fuente de alimentación; I1 - corriente a través del divisor resistivo R6R7. La resistencia de la resistencia R9 determina la corriente a través del diodo emisor del optoacoplador U2.1, así como la corriente mínima de funcionamiento del estabilizador DA1. Con la corriente seleccionada en este circuito I2 (el valor actual debe estar dentro de los límites aceptables para el estabilizador DA1), la resistencia de la resistencia R9 se calcula mediante la fórmula
donde UF es la caída de tensión en el diodo emisor del optoacoplador U2.1. El chip DA5 estabiliza el voltaje de 8 V para alimentar el divisor, que consta del fototransistor optoacoplador U2.2 y la resistencia R17. El voltaje del punto medio del divisor se alimenta a la entrada no inversora del primer amplificador de señal de error del controlador DA6 SHI. El voltaje para alimentar la unidad de control y los controladores (chip DA7) de los transistores de efecto de campo proporciona una fuente auxiliar en el transformador de red T2 y los reguladores de voltaje analógicos DA2 y DA3. La unidad de protección actual está montada en el comparador DA4 y el disparador DD1.1. La función del sensor de corriente la realiza la resistencia R5, incluida en la diagonal del medio puente. Se suministra un voltaje de forma triangular a la entrada no inversora del comparador DA4 desde el capacitor (C26) del circuito de ajuste de frecuencia del generador de reloj del controlador SHI (Fig. 2). En la salida del comparador, se generan pulsos de reloj, que se alimentan a la entrada C del disparador DD1.1.
Si la caída de tensión en la resistencia R5 alcanza los 1,1 V, los diodos emisores se encienden y se abre el fototransistor del optoacoplador U1. El disparador de entrada S DD1.1 bajará. En la salida directa del disparador DD1.1 y, por tanto, en la entrada no inversora del segundo amplificador de señal de error del controlador SHI DA6, se establecerá un nivel alto. En este caso, ambos transistores VT1 y VT2 estarán cerrados. Para controlar potentes transistores de efecto de campo de conmutación, se utiliza un microcircuito especializado: un controlador DA7 de dos canales. En la fig. 3 muestra la estructura interna de un canal. Los números de salidas del segundo canal se indican entre paréntesis. Cada canal contiene un optoacoplador y un amplificador con una salida de alta corriente. Dichos microcircuitos se utilizan ampliamente para controlar motores asíncronos y de CC. Los parámetros del controlador le permiten controlar directamente los transistores de efecto de campo con una puerta aislada, cambiando la corriente hasta 50 A a un voltaje que no exceda los 1200 V. Parámetros principales del chip HCPL315J
La resistencia de las resistencias R3 y R4 en los circuitos de puerta de los transistores de conmutación se calcula mediante la fórmula
donde UC2o (C22) es el voltaje de suministro del controlador (voltaje a través del capacitor C20 o C22); UL - voltaje de salida del controlador; lL es la corriente máxima de salida pico. La diagonal de medio puente incluye el devanado primario del transformador T1 y el inductor L2 (la inductancia del inductor puede incluir la inductancia de fuga del transformador) [4]. El transformador está hecho en el circuito magnético E-E, tamaño F-43515 de Magnetics Inc. El primario tiene 38 vueltas de cable #19AWG y el secundario tiene 5+5 vueltas de cable #12AWG. El inductor L2 está enrollado en un circuito magnético F-41808EC de Magnetics Inc. El devanado del inductor L2 consta de 8 vueltas de cable #19AWG. El inductor L3 está hecho en un circuito magnético toroidal MPP 55930A2 de Magnetics Inc. El devanado del inductor L3 contiene 20 vueltas de cable #12AWG. El inductor del filtro de entrada L1 es E3993 de Coilcraft, su inductancia es de 900 μH. Cuando se enciende el transistor VT1 (o VT2), una corriente que aumenta linealmente comienza a fluir a través del devanado primario del transformador T1 durante el pulso de control t1 (Fig. 4). Cuando el transistor VT1 (o VT2) se cierra, debido a la energía acumulada en el devanado primario del transformador y el inductor L2, una corriente que disminuye linealmente continúa fluyendo en el circuito durante el tiempo t2 en la misma dirección. Se cierra por el diodo VD7 si el transistor VT1 está apagado (o por el diodo VD6 si el transistor VT2 está apagado).
Sin tener en cuenta las pérdidas de potencia activa en el circuito primario del transformador, escribimos las ecuaciones para los intervalos de tiempo t1 y t2:
donde E0 \u2d Upit / 0 - la mitad del voltaje de suministro; U'1 - voltaje de salida de la fuente, reducido al devanado primario del transformador; L1 es la inductancia total del devanado primario del transformador T2 y el inductor LXNUMX. De aquí obtenemos expresiones para el tiempo t1 y t2 (ver Fig. 4):
donde lm es la corriente máxima del devanado primario del transformador. El tiempo de flujo de corriente a través del devanado primario del transformador en una dirección tn = t1 + t2 se puede expresar de la siguiente manera:
si aceptamos eso
entonces el tiempo de flujo actual es
De esta igualdad, obtenemos una ecuación para la característica externa de la fuente de poder. Por ejemplo, para el ciclo de trabajo de los pulsos de control
debería
¿de dónde
Si denotamos
entonces la ecuación de la característica externa de la fuente de alimentación tiene la forma
La característica externa de la fuente de alimentación se muestra en la fig. 5. El voltaje de salida de la fuente depende de la resistencia de la resistencia R17: cuanto menor sea la resistencia, menor será el voltaje de salida. La corriente de disparo de protección está determinada por la resistencia del sensor - resistencia R5. Literatura
Autores: R.Karov, S.Ivanov, Sofia, Bulgaria
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