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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Fuente inversora de corriente de soldadura. Experiencia en reparación y cálculo de elementos electromagnéticos. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / equipo de soldadura Las fuentes de corriente de soldadura inversora (IWS), a veces no del todo correctamente denominadas de alta frecuencia, tienen claras ventajas sobre las clásicas de transformador (menor peso y volumen, excelentes características de carga), pero no son muy utilizadas en nuestro país. Lo más probable es que, debido al alto costo, sea inaccesible para la mayoría de los consumidores potenciales. Muchos radioaficionados intentan crear su propio IIST. Sin embargo, en este camino surgen importantes dificultades, principalmente relacionadas con la falta de experiencia en el desarrollo de dispositivos que consumen mucha energía, en los que los valores de corriente y tensión van mucho más allá de los límites habituales. El autor comparte su experiencia en la reparación de ISIS de fabricación industrial, que requirió la selección de elementos de potencia averiados y cambios bastante significativos en el circuito. Se presenta un método para calcular los principales elementos electromagnéticos del IIST. En un buen momento, cayó en mis manos una máquina de soldar RytmArc de Castolin Eutectic, fabricada en 1988, defectuosa. El antiguo propietario, no creyendo que el aparato pudiera repararse, lo regaló para piezas de repuesto. Tras la inspección del dispositivo, resultó que este representante típico de la familia de IIST monofásicos de baja potencia orientados al uso doméstico está fabricado de acuerdo con el circuito inversor de medio puente delantero de ciclo único típico para dispositivos de esta clase y es destinado a la soldadura eléctrica manual con corriente continua de 5... 140 A con una duración relativa de soldadura de hasta el 100% del ciclo de soldadura/pausa. En la versión original, el inversor estaba construido sobre potentes transistores compuestos bipolares de alto voltaje ESM2953, que fallaron. Varios transistores de menor potencia también resultaron defectuosos y simplemente faltaban algunas piezas. En tal situación, la decisión más justificada parecía ser comprar nuevos transistores y sustituir los quemados por ellos. Sin embargo, la empresa comercial que tenía los transistores necesarios los ofreció a un precio de 65 dólares por pieza, siempre que se comprara un paquete completo de 50 piezas. Naturalmente, esta opción no funcionó y tuvimos que buscar una alternativa. La elección recayó en los transistores bipolares de puerta aislada IRG1PC4U (Insulated Gate Bipolar Transistors - IGBT [50]), que se vendían gratuitamente a 14 dólares cada uno. A diferencia del ESM2953, el colector del transistor IRG4PC50U está conectado eléctricamente a su base del disipador de calor. Por ello, se decidió instalar cada IGBT sobre una placa de aluminio de 30x25x4 mm, y presionar esta última al disipador de calor principal a través de espaciadores de mica de 0,5 mm de espesor. Como no se disponía de mica del espesor requerido, las juntas se componían de varias capas de un material más fino, “pegadas entre sí” con pasta termoconductora. Para lanzar el IIST, fue necesario desarrollar y fabricar un nuevo controlador para controlar el IGBT y un temporizador perdido para el limitador de corriente para cargar el condensador del filtro rectificador de red. Afortunadamente, la placa de la unidad de control no requirió reparación. El dispositivo restaurado funciona perfectamente desde hace más de cuatro años. El diagrama IIST después de la reparación se muestra en la Fig. 1, y su aspecto con la tapa retirada se muestra en la Fig. 2, donde están marcados los elementos principales. Debido a la falta de documentación de fábrica, las designaciones posicionales de los elementos no coinciden con las “de marca”.
Las soluciones técnicas utilizadas en este IIST son típicas de dispositivos de esta clase. Para aquellos que van a reparar o incluso diseñar dichos dispositivos ellos mismos, será útil familiarizarse con su estructura con más detalle.
Cuando el interruptor SA1 está cerrado, se suministra una tensión alterna de 220 V, 50 Hz al devanado primario del transformador T1, que alimenta todos los componentes electrónicos del IIST (excepto el propio inversor), y a través de la resistencia R1, que limita la corriente de entrada inicial. , al rectificador de dos puentes de diodos conectados en paralelo VD1 y VD2. Las ondulaciones de tensión rectificadas se suavizan mediante el condensador de óxido C2. Después de aproximadamente 1 s necesario para cargar completamente este condensador, se activa el temporizador (su diagrama se muestra en la Fig. 3) y los contactos cerrados del relé K1.1 pasan por alto la resistencia R1, excluyendo esta última del circuito de corriente consumida de la red. y eliminando así la pérdida inútil de energía.
De hecho, en el IIST se instalan dos relés idénticos como K1, cuyos devanados y contactos están conectados en paralelo. Otro relé K2, basado en las señales provenientes de la placa de la unidad de control, enciende y apaga el ventilador M1. El sensor de temperatura es un convertidor de temperatura-corriente VK1 montado en el disipador de calor de potentes transistores. El inversor basado en IGBT VT1 y VT2 convierte la tensión de red rectificada en una tensión pulsada con una frecuencia de aproximadamente 30 kHz. El transformador TZ proporciona aislamiento galvánico entre el circuito de soldadura y la red. Su relación de transformación se elige de manera que la amplitud de los pulsos en el devanado secundario sea el doble del voltaje de circuito abierto especificado del IIST. Puede leer en detalle sobre el principio de funcionamiento de un inversor de medio puente de un solo extremo, por ejemplo, en [2, 3]. El transformador de corriente T2 está conectado en serie al circuito de devanado primario del transformador TZ y está diseñado para controlar la corriente que fluye por aquí. En los inversores de conmutación de alta frecuencia, las inductancias de magnetización y fuga de los transformadores, junto con la inductancia parásita de la instalación, acumulan una importante energía reactiva. Convertirlo en calor provocaría una disminución significativa de la eficiencia del dispositivo. Por lo tanto, utilizando soluciones de circuitos especiales, intentan transferir la energía acumulada a la carga o recuperarla, devolverla a la fuente de energía. Cuando cambia el estado de los interruptores de potencia, cada inductancia, incluida la inductancia parásita, se convierte en una fuente de impulsos de tensión de autoinducción, lo que a menudo resulta peligroso para los elementos del convertidor de valor. Para reducir la amplitud de estos pulsos, se diseñan circuitos RC amortiguadores con y sin diodos. Para reducir la inductancia de fuga, que es perjudicial para el funcionamiento del IIST, es aconsejable utilizar transformadores con núcleos magnéticos toroidales, y un diseño cuidadosamente pensado del dispositivo reduce la inductancia de la instalación. El voltaje del devanado secundario del transformador TZ se rectifica mediante un rectificador de media onda utilizando diodos ubicados en cuatro conjuntos de diodos VD7-VD10 (dos diodos en cada uno). El estrangulador L1, conectado en serie al circuito de soldadura, suaviza la corriente rectificada. La unidad de control genera pulsos que abren el IGBT del inversor, ajustando su ciclo de trabajo para que la característica de carga externa del IIST corresponda a la requerida para una soldadura eléctrica de alta calidad. Las entradas del controlador reciben señales de retroalimentación de voltaje (de la salida del rectificador) y corriente (del devanado secundario del transformador de corriente T2). La resistencia variable R2 regula la corriente de soldadura. En la Fig. La Figura 4 muestra un circuito controlador que amplifica los pulsos generados por la unidad de control a la amplitud requerida para controlar los IGBT VT1 y VT2. Fue diseñado para reemplazar el controlador que controlaba los transistores bipolares instalados en el IIST antes de la reparación.
El transformador T1 aísla los circuitos de entrada de dos canales de controlador idénticos de la unidad de control y entre sí. En este caso, el transformador como elemento aislante tiene una ventaja innegable sobre el optoacoplador, ya que con la elección correcta de los parámetros limita automáticamente la duración de los pulsos que llegan a las puertas IGBT a un valor en el que el circuito magnético del transformador de potencia TZ aún no entra en saturación (ver Fig. 1). Los devanados secundarios II y III del transformador de aislamiento están conectados de tal manera que los canales funcionan en fase, lo cual es necesario para el correcto funcionamiento de un inversor de ciclo único. Considere el funcionamiento de uno de los canales, el superior según el esquema. Los pulsos del devanado II del transformador T1 a través de la resistencia R1 se suministran a la entrada del modelador ensamblado en el microcircuito DD1. El amplificador de potencia en los transistores VT1 y VT2 proporciona una carga y descarga rápida de la capacitancia bastante significativa entre la puerta y el emisor, característica de los IGBT. La resistencia R9 previene el proceso oscilatorio en el circuito formado por la inductancia del cable de conexión y la capacitancia de entrada del IGBT. El rectificador y el estabilizador de tensión de alimentación están ensamblados en el puente de diodos VD1 y el microcircuito DA1. El voltaje alterno al rectificador proviene de un devanado secundario aislado separado del transformador T1 (ver Fig. 1). Al fabricar un controlador, se debe prestar especial atención a la calidad del aislamiento entre sus canales. Debe soportar una tensión superior al doble de la amplitud de la tensión de red. Al comenzar a desarrollar IIST de forma independiente, debe enfrentar muchos problemas que ni siquiera surgen durante la reparación; todos ellos ya han sido resueltos de una forma u otra por los desarrolladores y el fabricante. Las mayores dificultades están asociadas con la elección de dispositivos semiconductores que conmutan grandes corrientes a voltajes relativamente altos. Es muy importante la correcta elección del circuito inversor, el cálculo y diseño de sus elementos electromagnéticos. En ausencia de experiencia en desarrollo, es razonable esforzarse por repetir soluciones "probadas". El problema se complica por el hecho de que prácticamente no existe literatura en la que se puedan encontrar métodos probados y listos para diseñar IIST. En [3], por ejemplo, la presentación es tan lacónica que los cálculos allí son casi imposibles de extender a problemas específicos en el desarrollo de una fuente de soldadura. En el material siguiente, las conclusiones de las relaciones calculadas se presentan con cierto detalle. Según el autor, esto permitirá a los radioaficionados comprender mejor los procesos que ocurren en los componentes electromagnéticos del IIST y, si es necesario, ajustar la metodología presentada. En condiciones de una carga tan variable como un arco de soldadura, un inversor de medio puente delantero de un solo ciclo se compara favorablemente con otros. No requiere equilibrio, no es susceptible a enfermedades como las corrientes de paso y para ello basta con una unidad de control relativamente sencilla. A diferencia de un inversor flyback, cuya forma de corriente en cuyos elementos es triangular, en un inversor directo es rectangular. Por lo tanto, con la misma corriente de carga, la amplitud de los pulsos de corriente en un inversor directo es casi dos veces menor. CÁLCULO DE TRANSFORMADORES DE POTENCIA Una característica común de todos los inversores de ciclo único es que funcionan con magnetización unidireccional de los núcleos magnéticos de los transformadores de potencia. Cuando la intensidad del campo magnético cambia de cero al máximo y viceversa, la inducción magnética B cambia en el rango del Bm máximo al Br residual. En la Fig. La Figura 5 muestra un diagrama simplificado de un inversor de medio puente delantero de ciclo único.
Cuando los transistores VT1 y VT2 están abiertos, la energía de la fuente de voltaje primaria se transfiere a la carga a través del transformador T1. El circuito magnético del transformador está magnetizado en dirección directa (sección 1-2 en la Fig. 6). Una vez cerrados los transistores, la corriente en la carga se mantiene gracias a la energía almacenada en el inductor L1. En este caso, el circuito se cierra a través del diodo VD4. Bajo la influencia de la autoinducción EMF del devanado I, los diodos VD1 y VD2 están abiertos y la corriente de desmagnetización del circuito magnético fluye a través de ellos (sección 2-1 en la Fig. 6).
La inducción en el circuito magnético cambia sólo en ΔB1= Bm-Br1, que es significativamente menor que el valor posible de 2Bm en un inversor push-pull. Sin embargo, con una intensidad de campo cero, la inducción será igual a Br1 solo en un circuito magnético que no tenga un espacio no magnético. Este último reducirá la inducción residual al valor de Br2. De [4] se deduce que el nuevo valor de la inducción residual corresponde al punto de intersección de la curva de magnetización original con una recta trazada desde el origen formando un ángulo Θ:
donde μ0 es la permeabilidad magnética absoluta (la relación entre la inducción magnética y la intensidad del campo magnético en el vacío, una constante física igual a 4π-10-7 H/m); lc es la longitud promedio de la línea del campo magnético; δ es la longitud del espacio no magnético. Como resultado de introducir un espacio de longitud δ, el rango de inducción en el circuito magnético aumentará a ΔB2=Bm-Br2. Nuestra industria no produce núcleos magnéticos específicamente para IIST. Para fabricar un transformador de potencia inversor, puede utilizar núcleos magnéticos diseñados para transformadores de línea de televisión. Por ejemplo, el núcleo magnético PK40x18 del transformador TVS-90LTs2 (utilizado en televisores ULPST) tiene una sección transversal de 2,2 cm2, un área de ventana de 14,4 cm2 y una longitud promedio de la línea de campo magnético de 200 mm. Está fabricado en ferrita de manganeso-zinc M3000NMS1, diseñado para funcionar en fuertes campos magnéticos, como lo indica el índice C en la designación [5], y tiene los siguientes parámetros del bucle de histéresis: Bs=0,45 T (a H=800 A/ m), W=0,33 T (a H=100 A/m y T=60 °C), Bg=0,1 T, Hs=12A/m. En condiciones de magnetización unidireccional, el rango de inducción en este circuito magnético, ensamblado sin espacio, no excederá los 0,23 Tesla. Fijemos el objetivo, utilizando una brecha no magnética, de reducir la inducción residual a 0,03 Tesla, lo que aumentará el rango de inducción a 0,3 Tesla. Considerando que la dependencia B=f(H) cuando la intensidad del campo cambia de -Hc a cero es prácticamente lineal, encontraremos el cambio en la inducción en el área de 0 a Br2. Para ello, trazar una línea horizontal en el nivel de Br2 hasta que se cruce con la curva de magnetización y encontrar la intensidad del campo negativo en el circuito magnético -H1 = 8,4 A/m, correspondiente a esta inducción. En nuestro caso
De (1) encontramos la longitud del espacio no magnético:
Intensidad de campo en el hueco a máxima inducción Vm=0ZTl
Amperios-vueltas de magnetización del circuito magnético.
En modo inactivo, el voltaje de entrada del inversor (U1, ver Fig. 5) es igual al valor de amplitud de la red (310 V). Teniendo en cuenta la caída de voltaje en los transistores clave y la resistencia activa del devanado, podemos suponer que se aplica un voltaje de 300 V al devanado primario del transformador. El voltaje de salida sin carga de la fuente sin carga El modo debe ser 50 V. Realizaremos el cálculo para el caso en que la duración del pulso sea igual a la mitad del período, que corresponde a la oscilación máxima de la inducción en el circuito magnético. En estas condiciones, la amplitud de los pulsos de voltaje secundario es de 100 V (el doble del voltaje de circuito abierto requerido). Por lo tanto, la relación de transformación del transformador de potencia debe ser igual a
Cabe señalar que aquí no se tiene en cuenta la influencia de la inductancia de fuga de los devanados del transformador. Su presencia provoca una tensión en circuito abierto superior al valor calculado. El valor efectivo de la corriente del devanado secundario, que tiene la forma de pulsos rectangulares, está asociado con la relación promedio, igual a la corriente de soldadura iCB.
donde λ es la relación entre la duración del pulso y su período de repetición (factor de trabajo). En iCB = 140 A y λ = 0,5
Valor efectivo de la corriente del devanado primario (excluyendo la corriente de magnetización)
La amplitud del pulso de corriente de carga en el devanado primario.
A una frecuencia de 30 kHz se pueden despreciar las pérdidas de energía en el núcleo magnético de ferrita. Las pérdidas en los cables de bobinado aumentan al aumentar la frecuencia debido al desplazamiento de la corriente hacia la superficie del conductor, lo que conduce a una disminución de su sección transversal efectiva. Este fenómeno se llama efecto de superficie o piel. Se manifiesta con más fuerza cuanto mayor es la frecuencia y mayor el diámetro del conductor. Para reducir las pérdidas, se utiliza un cable trenzado hecho de conductores delgados aislados: alambre Litz. Para operar a una frecuencia de 30 kHz, el diámetro de cada uno de ellos no debe exceder los 0,7 mm [3]. La FEM de una vuelta se calcula mediante la fórmula
donde dФ/dt es la tasa de cambio del flujo magnético acoplado a la bobina; ΔB - rango de inducción en el circuito magnético, T; Sc - sección transversal del circuito magnético, cm2; tM - duración del pulso, s; f - frecuencia de repetición del pulso, Hz. El número de vueltas que caben en la ventana del circuito magnético se puede encontrar mediante la fórmula
donde S0 es el área de la ventana, cm2; - coeficiente de llenado con alambre (supongamos que es igual a 0,25); ieff - valor actual efectivo; J es la densidad de corriente en el alambre devanado, A/mm2. Para determinar los parámetros de un circuito magnético, introducimos un valor condicional igual al producto de la amplitud del voltaje en el devanado y el valor efectivo de la corriente que fluye a través de él. Como tiene la dimensión de poder, llamémoslo poder condicional.
En este caso,
Tomemos la densidad de corriente en los devanados del transformador J = 4 A/mm2, el rango de inducción en el circuito magnético ΔB = 0,3 T y de (2) encontramos
El núcleo magnético en forma de W necesario para el transformador que se está calculando se puede ensamblar a partir de cuatro PK40x18, como se muestra en la Fig. 7.
Obtenemos un circuito magnético con Sc=8,8 cm2, So-14,4cm2, ScS0=126,7cm4. Encontremos el EMF de una vuelta.
Número de vueltas del devanado primario.
Elegimos que sea igual a 21, el número entero más grande más cercano que sea múltiplo del coeficiente de transformación (Ktr = 3). Número de vueltas del devanado secundario.
La forma de la corriente en el devanado primario de un transformador de potencia se muestra en la fig. ocho.
La amplitud de su componente magnetizante es
Valor máximo de corriente de interruptores de transistor y devanado primario.
Para calcular con precisión el valor efectivo de la corriente del devanado primario, deberá recurrir al cálculo integral:
Un cálculo preciso da 33,67 A, que difiere del valor calculado anteriormente sin tener en cuenta la corriente magnetizante (33,3 A) en solo un 1%. Sección transversal de los cables de bobinado:
Al enrollar alambre Litz hecho de alambres aislados con un diámetro de 0,55 mm, se necesitará un haz de 36 alambres para el devanado primario y un haz de 105 alambres para el devanado secundario. Para enrollar un transformador con alambre Litz se requiere cierta experiencia. En primer lugar, es necesario preparar alambre litz. Para ello, se fijan dos ganchos a una distancia ligeramente mayor que la longitud requerida, cuya función pueden realizar con éxito las manijas de las puertas. Se pasa la cantidad requerida de cables entre los ganchos. Con un taladro manual o una trenza, se tuerce el paquete, agitándolo ligeramente ocasionalmente para que los cables que contiene se distribuyan uniformemente. El torniquete terminado se envuelve en toda su longitud con una ligera superposición con una tira de tela fina de algodón de 8...10 mm de ancho. Los devanados se enrollan en un mandril de madera que sigue la forma del núcleo del circuito magnético con un pequeño margen para que la bobina terminada "se asiente" libremente en el lugar previsto. El mandril está equipado con mejillas extraíbles, cuya distancia es 2...3 mm menor que la altura de la ventana del circuito magnético. Antes de enrollar, se colocan trozos de cinta adhesiva en el mandril, que posteriormente se utilizan para apretar la bobina terminada. Los devanados están dispuestos en el orden habitual: primario, en él - secundario. Entre ellos se requiere aislamiento: una capa de cartón eléctrico con un espesor de 0,5 mm. A la bobina se le da forma para que coincida con la configuración de la ventana del circuito magnético y luego se impregna con barniz. Los terminales de bobinado deben estar equipados con puntas de latón. Al insertar alambre Litz en ellos, preste especial atención para asegurarse de que los extremos de todos los cables que lo componen estén pelados del aislamiento, estañados y soldados de forma segura a las puntas. Cálculo de la inductancia del filtro de corriente de soldadura El estrangulador L1 (ver Fig. 1 y 5) suaviza la corriente de soldadura. Durante la duración del pulso de voltaje secundario, la corriente en él aumenta linealmente. Durante la pausa entre pulsos, disminuye linealmente. La amplitud de la pulsación de corriente, en una primera aproximación, no depende de su valor medio: la corriente de soldadura. En el valor mínimo de este último, la corriente en el inductor y en el circuito de soldadura cae a cero al final del período. Esta es exactamente la situación que se muestra en la Fig. 9.
Una disminución adicional en el valor promedio de la corriente conduce a una violación de la continuidad de su flujo: durante una parte del período la corriente es cero, lo que conduce a la inestabilidad y la extinción del arco. Encontramos la relación entre la amplitud y los valores medios de una corriente triangular a partir de la condición de igualdad de las áreas del triángulo formado por la curva de corriente y el eje del tiempo, y el rectángulo con altura icp, construido sobre el mismo eje ( sombreado en la figura). La longitud de las bases de ambas figuras es igual al período de oscilación. De este modo,
En la corriente de soldadura mínima. min=5 A caída de tensión a través del arco Ud. min puede considerarse igual a 18 V [6]. Teniendo en cuenta que
encuentre la inductancia mínima requerida del inductor
El devanado del inductor debe soportar la corriente máxima de soldadura icv. Máx. Tomando, como para el transformador, el factor de llenado de la ventana kо=0,25 y la densidad de corriente J=4 A/mm2, determinamos el número máximo posible de vueltas del devanado del inductor.
Conociendo la sección transversal del núcleo magnético Sc y el coeficiente de su llenado con acero kс, es posible, para una inducción dada B en el núcleo magnético, determinar la conexión de flujo del devanado del inductor.
Sustituyendo (4) aquí, obtenemos
Dado que
encontrar la inductancia del inductor
y el producto SCSo por su circuito magnético
Para evitar la saturación, el circuito magnético debe tener un espacio no magnético, por lo que la inducción varía de casi cero a W. Suponiendo que el circuito magnético del inductor es ideal y todos los amperios-vueltas del devanado se aplican al espacio no magnético, determinamos la longitud del último b, mm:
¿de dónde
De (5), (6) y (9) obtenemos una fórmula para calcular la inductancia real del inductor:
Dado que a una corriente de soldadura mayor que la mínima, la amplitud de las pulsaciones del flujo magnético en el núcleo magnético del inductor es insignificante en comparación con su valor promedio, el núcleo magnético generalmente está hecho de acero eléctrico, cuya inducción máxima es Vm-1 T. Tomando el coeficiente de relleno de la sección con acero ks=0,9, de (7) encontramos
Para el estrangulador elegiremos un circuito magnético de cinta estándar ШЛ25х32 con Sckc=6,56 cm2, So=16 cm2 y SCSo=125 cm4. Usando la fórmula (4), determinamos el número de vueltas.
Usando la fórmula (8), calculamos la longitud del espacio no magnético
Este espacio lo proporcionarán dos juntas no magnéticas de 1 mm de espesor, instaladas entre los extremos de las mitades del circuito magnético. Sección transversal del cable del devanado del estrangulador
El alambre puede ser sólido o ensamblado a partir de 147 alambres con un diámetro de 0,55 mm. Usando la fórmula (10), verificamos la inductancia resultante del inductor
Excede el valor mínimo calculado anteriormente. Cálculo del transformador de corriente En la fig. 10 muestra un diagrama del nodo para generar una señal de retroalimentación actual.
El devanado primario del transformador de corriente T2 es un pasador de latón con un diámetro de 8... 10 mm, que conecta la salida del inversor al transformador de potencia TZ (Fig. 1). “Penetrando” el tablero de control, el pin pasa a través de la ventana del circuito magnético del transformador T2 instalado allí. El devanado secundario enrollado en el núcleo magnético consta de diez vueltas, por lo que el coeficiente de transformación KT2 = 0,1. Durante la carrera directa del inversor, la corriente del devanado secundario del transformador T2 fluye a través del diodo VD2 y una derivación de seis resistencias R3-R8 conectadas en paralelo de 2,2 ohmios cada una. Desde la derivación, la señal de retroalimentación actual ingresa a la unidad de control, donde se utiliza para formar una característica de carga pronunciada del IIST y para proteger el dispositivo contra sobrecargas de corriente. Durante la carrera inversa, la polaridad del voltaje en el devanado secundario del transformador T2 se cierra para el diodo VD2 y se abre para VD1. Este último está abierto y la corriente de desmagnetización del circuito magnético del transformador fluye a través de las resistencias R1, R2 conectadas en paralelo. Dado que su resistencia total es mayor que la de las resistencias R3-R8, se garantiza que el circuito magnético tendrá tiempo de desmagnetizarse durante la carrera inversa. El valor efectivo de la corriente del devanado secundario del transformador T2.
Tomando la densidad de corriente en el devanado secundario del transformador de corriente J = 5 A/mm2, encontramos el diámetro de su cable usando la fórmula
A una frecuencia de 30 kHz no se recomienda utilizar un cable con un diámetro superior a 0,7 mm, por lo que enrollaremos el devanado con alambre Litz a partir de tres cables con un diámetro de 0,55 mm. Dado que los circuitos de control consumen poca energía, el núcleo magnético para el transformador T2 se selecciona por razones de diseño, la principal de las cuales es el diámetro del pasador que forma el devanado primario. Es adecuado un anillo de ferrita con un orificio con un diámetro de al menos 12... 14 mm, por ejemplo, K32x 16x8 hecho de ferrita 2000NM1. El diámetro de su orificio es de 16 mm y el área de la sección transversal es de 0,64 cm2. Con la magnetización unidireccional, el rango de inducción en este circuito magnético no debe exceder los 0,1 Tesla. Comprobemos si se cumple esta condición:
donde UVD2 es la caída de tensión directa a través del diodo VD2; W2 - número de vueltas del devanado secundario; Sc - sección transversal del circuito magnético; R - resistencia en derivación (R3-R8). Dado que el rango de inducción no excede el valor permitido, el circuito magnético se elige correctamente. CÁLCULO DEL TRANSFORMADOR DE Aislamiento GALVÁNICO En la Fig. La Figura 11 muestra un diagrama de un formador de pulsos que controla los controladores IGBT de la etapa de salida del inversor. Cinco elementos conectados en paralelo del microcircuito DD1 con un colector abierto sirven para amplificar la potencia de los pulsos de control. La resistencia R3 limita la corriente magnetizante del transformador T1, el circuito de desmagnetización de este último está formado por el condensador C3, el diodo VD2 y el diodo zener VD1.
Los devanados secundarios del transformador T1 se cargan con las entradas de los elementos TTL a través de resistencias con una resistencia de 470 ohmios (ver Fig.4), por lo que la amplitud de los pulsos tomados de los devanados debe ser de 5 V a una corriente de aproximadamente 10 mA. . Dado que la amplitud de los pulsos en el devanado primario es de 15 V, el valor requerido de la relación de transformación es 3. La amplitud del pulso de corriente del devanado primario será
Con una corriente tan baja, no es necesario calcular el diámetro del hilo de bobinado, que da valores que no superan los 0,1 mm. Elegiremos un cable según consideraciones de diseño con un diámetro de 0,35 mm. Potencia condicional del transformador T1
Por la fórmula (3) encontramos
El factor de llenado de la ventana del circuito magnético ko se considera igual a 0,05 según la necesidad de garantizar un buen aislamiento entre devanados. Para el transformador T1, elegimos un núcleo magnético anular K16x10x3 fabricado con ferrita de 2000NM1, en el que Sc = 0,09 cm2, So = 0,785 cm2, ScSo = 0,07 cm4. EMF de una vuelta enrollada en este circuito magnético:
Número de vueltas de los devanados primario y secundario:
UNIDAD DE CONTROL La unidad de control (CU) genera pulsos que, a través del controlador (ver Fig. 4), controlan los transistores del inversor de un solo extremo directo. Regulan y mantienen los valores establecidos de la corriente de soldadura, mientras forman la característica de carga externa descendente del IIST, que es óptima para soldar, debido a la modulación de ancho de pulso (PWM), que cambia el ciclo de trabajo de los pulsos. La unidad de control descrita también implementa funciones para proteger la fuente y sus elementos del sobrecalentamiento y sobrecargas que ocurren en condiciones de cambios bruscos de carga. La base de la unidad de control, el controlador PHI Siemens TDA4718A, contiene todos los componentes analógicos y digitales necesarios para una fuente de alimentación conmutada y se puede utilizar para controlar transformadores push-pull, medio puente y puente, así como de ciclo único. Inversores de marcha atrás y adelante. La estructura interna del controlador TDA4718A se muestra en la Fig. 12.
El oscilador controlado por voltaje (VCO) G1 genera pulsos cuya frecuencia depende del voltaje en su entrada de control. El valor promedio del intervalo de cambio de frecuencia se establece eligiendo los valores de la resistencia RT y el condensador St. El discriminador de fase (PD) UI1 se utiliza para sincronizar el VCO con una fuente de pulso externa. Si no se requiere sincronización, se aplican los mismos pulsos VCO a la segunda entrada del PD que a la primera, conectando para ello los pines 5 y 14 del microcircuito. La salida FD está conectada a la entrada de control del VCO y al pin 17 del microcircuito. A este último está conectado un condensador de filtro externo Sf. El generador de tensión de rampa (RVG) G2 se activa mediante impulsos VCO. El voltaje en diente de sierra se suministra a la entrada inversora del comparador A1. La pendiente de la "sierra" depende de la capacitancia del condensador CR y de la corriente en el circuito de salida 2 del microcircuito. La capacidad de controlar la inclinación se puede utilizar, por ejemplo, para compensar la inestabilidad de la tensión de alimentación. Cada pulso de VCO establece el disparador de apagado D2 en el estado de registro. 1 en la salida, permitiendo así la apertura de los transistores VT1 y VT2. Sin embargo, sólo uno de ellos puede abrirse cada vez, ya que el disparador de conteo D1 cambia el estado en función de la disminución de los pulsos de VCO. Las señales de salida de los comparadores A1 o A6 reinician el disparo D2, lo que provoca el cierre del transistor abierto. El comparador A1 tiene una entrada inversora y (a diferencia de los comparadores convencionales) dos entradas no inversoras. Tan pronto como el valor instantáneo de la "sierra" en la entrada inversora excede el menor de los niveles de voltaje suministrados a las entradas no inversoras, la señal de la salida del comparador restablece el disparador D2. Por lo tanto, la duración de los pulsos en las salidas del controlador PHI depende del voltaje aplicado al pin 4 del microcircuito, una de las entradas no inversoras del comparador A1. La segunda entrada no inversora de este comparador se utiliza en el sistema de arranque lento ("suave") del controlador. Después de conectar la alimentación, el condensador Css se descarga y se carga con una corriente de 15 μA que fluye desde el pin 6. El nivel más bajo del voltaje en diente de sierra en la entrada inversora del comparador A1 es 1,8 V. A partir de este valor de voltaje en el Condensador Css, aparecen pulsos en la salida del comparador. A medida que se carga el condensador, aumenta su duración y, con ella, la duración del estado abierto de los transistores VT1, VT2. Tan pronto como el voltaje en el capacitor Css excede el voltaje suministrado a la segunda entrada no inversora del comparador, se completa el arranque "suave", luego la duración de los pulsos depende del voltaje en el pin 4 del microcircuito. El comparador A2 se enciende de tal manera que limita el voltaje en el capacitor Css a 5 V. Dado que el voltaje en la salida del GPG puede alcanzar los 5,5 V, al configurar la pendiente adecuada de la "sierra", se puede configurar el duración máxima del estado abierto de los transistores de salida del controlador. Si el nivel lógico en la salida del disparador D3 es bajo (se ha detectado un error), se prohíbe la apertura de los transistores de salida del controlador y el condensador Css se descarga con la corriente de 15 μA que fluye hacia el pin 2. Después de un tiempo, cuando el voltaje en el condensador Css cae al umbral de funcionamiento del comparador A3 (1,5 V), el disparador D3 recibirá una señal para configurar la salida en un nivel alto. Pero el flip-flop sólo puede entrar en este estado si los niveles en sus cuatro entradas R son altos. Esta característica le permite mantener los transistores VT1 y VT2 cerrados hasta que se eliminen todas las razones para bloquear el controlador. Los sensores de error son los comparadores A4-A7, así como un sensor de corriente de carga integrado en el estabilizador de voltaje de referencia U1 con un umbral de respuesta de 10 mA. Los comparadores A4 y A5 envían señales que ponen el disparador D3 en un estado de error si el voltaje en la entrada del primero (pin 7) es mayor y en la entrada del segundo (pin 6) es menor que el voltaje de referencia de 1 V. generado por el estabilizador U2,5. El comparador A7 se activa cuando la tensión de alimentación del microcircuito cae a 10,5 V. Para corregir el error, basta con activar uno de los comparadores nombrados. El comparador A6 ocupa una posición especial. Está diseñado para limitar dinámicamente la corriente en los circuitos del inversor. Ambas entradas del comparador están conectadas a los pines externos del microcircuito y su salida está conectada a la entrada de reinicio del disparador D2. La operación del comparador A6 conduce al cierre inmediato del transistor de salida actualmente abierto, y el modo normal se restablecerá (siempre que se elimine la causa de la operación de protección) con el siguiente pulso VCO sin un arranque "suave". El esquema BU se muestra en la fig. 13
Los nodos del sensor de corriente discutidos anteriormente (ver Fig. 10) y el modelador de pulso de salida (ver Fig. 11) no se muestran en él. En la unidad de control sólo se utiliza una de las dos salidas del controlador DA5 PHI. Dado que el controlador es push-pull, el ciclo de trabajo de los pulsos en una salida nunca excede 0,5, lo que se requiere para el funcionamiento normal de un inversor de ciclo único. Para alimentar la unidad de control se utilizan dos devanados del transformador T1 (ver Fig. 1) con un voltaje de 20 V cada uno. La tensión alterna del devanado II se suministra al puente de diodos VD1, y la tensión negativa rectificada y suavizada por el condensador C1 se suministra a la entrada del estabilizador DA1, desde cuya salida se elimina una tensión estabilizada de -15 V para alimentar. los microcircuitos CU Al mismo devanado II se conecta un multiplicador de voltaje que utiliza diodos VD3-VD6, lo que proporciona un voltaje no regulado de 100 V suministrado al circuito de soldadura cuando el arco no está ardiendo. La tensión alterna del devanado III del transformador T1 (ver Fig. 1) a través del filtro L2L3C29C30, que protege contra el ruido impulsivo, se suministra al puente de diodos VD26 y luego a través del diodo VD27 al estabilizador DA6. De la salida de este último se elimina un voltaje de 15 V para alimentar los microcircuitos CU; también sirve como entrada para el estabilizador DA7, cuyo voltaje de 5 V desde cuya salida alimenta el microcircuito TTL del modelador de pulso de salida (ver Figura 11). El voltaje rectificado por el puente VD26 se suministra a través de un divisor de voltaje a las resistencias R45-R48 y a las entradas de los comparadores A4 y A5 del controlador DA5. Esto garantiza que el IIST se bloquee cuando la tensión de red supere los límites permitidos. Al ajustar la resistencia de sintonización R48, se garantiza que se produzca cuando el voltaje salga del rango de 205...242 V. Los condensadores C24 y C25 sirven como protección adicional contra el ruido impulsivo. El comparador del amplificador operacional DA2.1 compara el voltaje en el condensador de arranque "suave" C26 con el voltaje de referencia en el pin 10 del controlador. Si el controlador está en funcionamiento, el voltaje en el condensador es mayor que el estándar (2,5 V), el voltaje negativo de la salida del transistor VT2.1 del amplificador operacional DA3 está cerrado, el LED HL1 (ver Fig. 1) no se enciende. De lo contrario, el comparador DA2.1 entra en un estado estable, gracias a la retroalimentación positiva a través de la resistencia R15 y el diodo VD14, con un voltaje positivo en la salida, abriendo el transistor VT3. El LED HL1 encendido (ver Fig. 1) indica que el IIST ha dejado de funcionar debido a que la tensión de red está fuera de los límites permitidos. En el momento en que el IIST está conectado a la red, el nodo en el amplificador operacional DA2.2 genera un pulso negativo que llega a la entrada no inversora del amplificador operacional DA2.1 y prohíbe que se active la alarma hasta que se complete el transitorio. procesos y el arranque “suave” del inversor. El voltaje de 10 V en la salida del estabilizador DA8 se ajusta con la resistencia de recorte R62. El voltaje se suministra a la entrada de este estabilizador a través de tres resistencias R55-R57 conectadas en paralelo. La caída de voltaje entre ellos es proporcional a la corriente consumida por el estabilizador y su carga. Si su valor es inferior a aproximadamente 7 mA, el voltaje en la salida del amplificador operacional DA4.2 se vuelve negativo, lo que conduce a una disminución a cero (gracias a los diodos VD30, VD31) del voltaje en el pin 4 del DA5 PHI. controlador y bloqueando este último. De esta forma se controla la conexión al IIST de un panel de control remoto, que permite regular la corriente de soldadura desde el puesto de trabajo del soldador. Si el control remoto no está conectado o está defectuoso, una disminución de 5 mA en la corriente consumida por el circuito de 10 V causada por el apagado de la resistencia variable R2 (ver Fig. 1) no será compensada por la corriente consumida por el control remoto. control, lo que provocará que se active la protección. El interruptor S1 se muestra en el diagrama para una mejor comprensión del funcionamiento del dispositivo. Reemplaza condicionalmente los contactos de un relé ubicado fuera del tablero de control, que cambia el IIST al control remoto. El voltaje de la salida del sensor de corriente (ver Fig. 10) a través del filtro R43C21 se suministra al pin 8 del controlador DA5, una de las entradas de su comparador A6. La segunda entrada del comparador (pin 9) recibe una tensión de 38 V del divisor resistivo R40R1,7. La protección de corriente dinámica se activa después de que la corriente de los transistores del inversor supera los 45 A. La unidad de almacenamiento de protección actual está ensamblada en el amplificador operacional DA3.4. El divisor de voltaje R25VD19R26 establece su umbral de respuesta, correspondiente a la corriente de los transistores de potencia del inversor de aproximadamente 50 A. Mientras no se exceda este valor, el diodo VD21 está abierto, el voltaje en la entrada inversora del amplificador operacional DA3.4 .15 y el condensador C20 es igual al umbral. Los diodos VD24 y VDXNUMX están cerrados y el variador no tiene ningún efecto sobre el funcionamiento del IIST. Si se excede el umbral, se generará un pulso negativo en la salida del amplificador operacional DA3.4, que descargará parcialmente el capacitor C34 a través de la resistencia R16. La duración del pulso depende de la constante de tiempo del circuito R32C15. Si se producen sobrecargas de corriente con demasiada frecuencia, el condensador C16 se descargará tanto que se abrirá el diodo VD24. Esto conducirá a una disminución en el voltaje en el pin 9 del controlador DA5 y una disminución temporal en el umbral de respuesta de la protección de corriente dinámica. Además de la unidad de protección actual, el voltaje de la salida del sensor de corriente de los transistores de potencia del inversor (ver Fig. 10) se suministra al sistema para ajustar y estabilizar la corriente de soldadura. A través del amplificador inversor en el amplificador operacional DA3.1, el circuito VD16C13 y la resistencia R22, se suministra a la entrada del amplificador operacional DA3.2 y aquí se suma algebraicamente con la resistencia variable R2 proveniente del motor (ver Fig. 1) o el mando a distancia. La señal de error amplificada por el amplificador operacional DA3.2 se aplica al pin 3.3 del controlador DA28 (la entrada de su comparador A29) a través de un seguidor inversor en el amplificador operacional DA22, un divisor de voltaje R4R5 y un diodo VD1. El diodo Zener VD17 no permite valores de voltaje positivos en la salida del amplificador operacional DA3.2 y limita los negativos al nivel de -10 V. Usando la resistencia de recorte R37, se establece un voltaje de 4 V en el pin 5 del controlador DA1,8, correspondiente a la duración mínima de los pulsos de salida. Las resistencias recortadoras R42 y R44 regulan la frecuencia y el ciclo de trabajo de los pulsos del controlador PHI. La unidad del amplificador operacional DA4.1 aumenta automáticamente la frecuencia cuando la corriente de soldadura es inferior a 25...30 A para evitar la interrupción de la corriente en el circuito de soldadura. Esto permite reducir la inductancia y, por tanto, el tamaño y el peso del inductor L1 (ver Fig. 1). La frecuencia aumenta suministrando corriente adicional a través del diodo Zener VD23, la resistencia R39 y el diodo VD25 al circuito de ajuste de frecuencia del controlador DA5. Si no se toman medidas, en ausencia de carga (cuando se apaga el arco), el voltaje en la salida del IIST como resultado de la influencia de la inductancia parásita del transformador y la instalación puede aumentar a un valor peligroso. Por lo tanto, la parte inversora del IIST se apaga en este modo y se aplica un voltaje de "espera" del multiplicador mencionado anteriormente en los diodos VD1-VD2 a los electrodos de soldadura a través de la resistencia R3 y el diodo VD6. Mientras el voltaje en el circuito de soldadura exceda el voltaje de estabilización total de los diodos Zener VD8 y VD9, el transistor VT1 está abierto y pasa por alto el LED del optoacoplador U1. El transistor optoacoplador está cerrado y VT2 está abierto y mantiene (a través del diodo VD13) un voltaje casi nulo en el pin 4 del controlador DA5 PHI, bloqueando este último. Cuando los electrodos de soldadura están cerrados, el voltaje entre ellos cae, como resultado, el transistor VT1, al cerrarse, permite que la corriente fluya a través del LED del optoacoplador U1. La apertura resultante del transistor optoacoplador U1 provoca el cierre del transistor VT2 y del diodo VD13. En este estado, el controlador PHI funciona normalmente hasta que el voltaje entre los electrodos de soldadura nuevamente excede aproximadamente 40 V y el controlador PHI se bloquea nuevamente. Esto ocurre al final de la sesión de soldadura como resultado de un aumento significativo en la longitud del espacio del arco. La extinción de arco forzado limita su longitud máxima, eliminando al mismo tiempo la necesidad de aumentar excesivamente la potencia de salida del IIST. El régimen de temperatura de los potentes transistores del inversor se controla mediante un convertidor de temperatura a corriente VK1 montado en su disipador de calor (ver Fig. 1). Se elimina un voltaje proporcional a la temperatura del disipador de calor de la resistencia R67 y se suministra a dos comparadores: amplificador operacional DA4.3 y DA4.4. El condensador C38 filtra las interferencias. Los umbrales de funcionamiento de los comparadores los establece el divisor de tensión resistivo R64, R69-R71. Cuando se excede el umbral correspondiente a la temperatura de +50 °C, el voltaje negativo de la salida del amplificador operacional DA4.4 a través de la resistencia R73 abre el transistor VT4. Se activa el relé K2 (ver Fig. 1), encendiendo el ventilador de la unidad. Si la temperatura continúa aumentando y alcanza +85 °C, el voltaje negativo de la salida del amplificador operacional DA4.3 a través del diodo VD18 ingresa al circuito de control de corriente de soldadura, reduciéndolo a 5 A. Después de que los transistores se enfríen y Se elimina su calor, el funcionamiento normal del IIST se restablecerá automáticamente. Los núcleos magnéticos de los chokes L1-L3 son anillos de ferrita con un diámetro exterior de 10 mm con una permeabilidad magnética inicial de 1000...2000. Los devanados se enrollan en una capa, vuelta a vuelta, con un cable de instalación aislado normal con una sección transversal de 0,1 mm2. Literatura
Autor: V.Volodin, Odessa, Ucrania
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