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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Fuente de alimentación en el chip UCC28810 para una lámpara LED con una potencia de 18...48 W. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Fuentes de alimentación El autor llama la atención de los lectores sobre dos opciones de fuentes de alimentación para lámparas LED (también llamadas controladores LED), una de ellas, la segunda, en muchos aspectos puede atribuirse a una fuente de clase alta (premium). En los últimos años, el LED se ha convertido, sin duda, en la fuente de luz más popular, desplazando cada vez más a otros tipos. Entonces, si antes el LED estaba asociado con un dispositivo indicador y era familiar principalmente para los especialistas técnicos, hoy esta palabra se ha vuelto común y casi sinónimo de una lámpara incandescente común. Y esto no es sorprendente, porque tan pronto como las tecnologías modernas permitieron obtener y producir en masa LED blancos con una eficiencia luminosa de más de 100 lm/W, más de diez veces mayor que la de una lámpara incandescente y dos a tres veces mayor que una lámpara fluorescente compacta. La cuestión del ahorro de recursos energéticos ha recibido una nueva solución. Los desarrolladores y fabricantes de dispositivos de iluminación de todo el mundo no dejaron de aprovechar esto, llenando el mercado con "análogos" LED de todos los tipos de lámparas y luminarias existentes a una velocidad increíble. Además, los LED, por su alta capacidad de fabricación y fiabilidad, pequeñas dimensiones, etc., permiten crear fuentes de luz de una amplia variedad de formas, tamaños, diseños y finalidades, ofreciendo soluciones económicas siempre nuevas. Y uno de los campos de aplicación más extendidos de la iluminación LED son las lámparas de techo para oficinas con potencias que oscilan entre 18 y 48 W aproximadamente. Ahora se utilizan para equipar tanto las nuevas instalaciones en construcción como las existentes, reemplazando una flota de lámparas fluorescentes obsoletas. Cualquier lámpara LED se puede dividir en dos componentes: los propios LED y la fuente de alimentación, una fuente de corriente estabilizada, a menudo llamada controlador, para ellos controlador LED. Ambos determinan por igual las características técnicas, la calidad y el precio de la lámpara. Si el LED determina el flujo luminoso y la temperatura de color, entonces parámetros no menos importantes dependen de su fuente de energía, como el coeficiente de pulsación del flujo luminoso, el coeficiente de consumo de energía, etc. Y la confiabilidad de una lámpara LED está determinada principalmente por la confiabilidad de su fuente de energía. Ahora el mercado ofrece la más amplia gama tanto de lámparas prefabricadas como de módulos LED y fuentes de alimentación para ellos por separado. Después de realizar un análisis comparativo de varias docenas de modelos de fuentes de alimentación con una potencia de hasta 50 W (no se consideraron controladas y con función de regulación (atenuación)) de varios fabricantes, incluidos los nacionales, se presentó una lista generalizada de los principales parámetros. Se han recopilado los requisitos que debe tener un controlador LED de alta calidad, que se puede clasificar como premium:
En este artículo me gustaría compartir algunas experiencias en el desarrollo de una fuente de energía que cumpla con los requisitos enumerados, así como dar un ejemplo de una conversión simple de una lámpara vieja con lámparas fluorescentes a una LED. El rango de voltaje de salida se selecciona entre 60...120 V. El rango de ajuste de corriente de salida está entre 240...350 mA, lo que permite conectar las tiras de LED más comunes. Puede haber muchas opciones de soluciones de diseño de circuitos para resolver dicho problema. Pero lo más común y obvio aquí parece ser un convertidor flyback con aislamiento galvánico (en literatura extranjera llamado fly-back). Para construir un convertidor de este tipo existe una gran cantidad de microcircuitos especializados, al menos varias docenas de familias. Y puede elegir cualquier microcircuito específico, a veces basándose únicamente en simpatías personales. En la práctica de la radioafición, la elección a menudo se basa únicamente en el precio y la disponibilidad del microcircuito. Además, un argumento muy importante a la hora de elegir es la disponibilidad en el sitio web del fabricante de la información general necesaria y, preferiblemente, ejemplos del uso de un microcircuito específico. En nuestro caso, la elección recayó en el chip UCC28810D. Este microcircuito es esencialmente un controlador PWM universal para una fuente de alimentación conmutada; se puede utilizar para ensamblar convertidores flyback y forward, reductores y elevadores. Otra ventaja importante del microcircuito es la presencia de una función de corrección del consumo de energía incorporada. Esto permite implementar convertidores con un factor de consumo de energía (PF - Power Factor) de al menos 0,9 sin el uso de un corrector adicional. Puede encontrar una descripción completa del microcircuito, por ejemplo, en [1]. Allí, en el sitio web del fabricante (Texas Instruments), se publican una gran cantidad de ejemplos listos para usar (diseños de referencia) de fuentes de alimentación que utilizan UCC28810D, destinadas a iluminación LED, lo que simplificó enormemente el proceso de desarrollo. En nuestro caso se toma como base la opción [2]. Se procesó principalmente la parte secundaria. El poco común amplificador operacional especializado TL103WD ha sido reemplazado por el común y económico LM258D, y se ha agregado la capacidad de ajustar la corriente de salida. El diagrama de la fuente resultante se muestra en la Fig. 1.
Consideremos brevemente los componentes principales y el principio de funcionamiento del dispositivo. Se instala un sensor de corriente en el circuito secundario: resistencias R22, R23. Está conectado a las entradas del amplificador diferencial DA2.1, cuya ganancia es 37,5. A continuación, la señal amplificada se envía a la entrada inversora del amplificador operacional DA2.2. Su entrada no inversora recibe un voltaje de referencia de una fuente regulada en el regulador paralelo DA3. El amplificador operacional DA2.2 realiza la función de un comparador. Tan pronto como el voltaje en la entrada inversora exceda el nivel de referencia (en la entrada no inversora), el voltaje en la salida de DA2.2 caerá a cero y el optoacoplador U1 se abrirá. Como resultado, el microcircuito DA1 reducirá el tiempo de apertura del transistor VT2 y la corriente a través de la carga disminuirá al valor establecido. Con la resistencia variable R27, es posible regular el voltaje de referencia en la entrada no inversora del comparador DA2.2 y, en consecuencia, la corriente a través de la carga (LED). Por ejemplo, con una corriente de carga de 350 mA, el voltaje en la entrada no inversora del DA2.2 es de aproximadamente 3,5 V, aproximadamente en la posición media del control deslizante de la resistencia R27. Si el voltaje en la salida excede los 125...128 V, por ejemplo, en modo inactivo, el diodo zener compuesto VD14-VD16 se abrirá y el comparador DA2.2 también abrirá el optoacoplador U1, y el microcircuito DA1 reducirá la Tiempo de apertura del transistor VT2. Una fuente de alimentación de amplificador operacional estabilizada (3 V) y optoacopladores se ensamblan en el transistor VT4 y una fuente de voltaje de referencia ajustable DA11,8. El microcircuito DA1 se alimenta en el momento del encendido a través de las resistencias R7, R8. En estado estable, el microcircuito se alimenta desde el devanado adicional del transformador T1 a través de un estabilizador en el transistor VT1. El mismo devanado a través de las resistencias R13, R16 está conectado a la entrada TZE (pin 5) DA1, que sirve para controlar el momento de energía cero del transformador T1, que es necesario para determinar el momento de la siguiente apertura del transistor VT2. Puede encontrar una descripción completa y el principio de funcionamiento del chip UCC28810D en [1]. La fuente de energía descrita después del montaje, ajuste y prueba mostró lo siguiente Características:
De ellos se deduce que, contrariamente a lo esperado, la fuente no cumple con uno de los requisitos más importantes indicados al principio del artículo: el coeficiente de pulsación del flujo luminoso. El valor resultante del 12% tampoco cumple con las normas y reglamentos sanitarios y epidemiológicos [3] para la iluminación de salas destinadas a trabajar con una computadora (no debe ser más del 5%), pero es bastante adecuado, por ejemplo, para el alumbrado público. , almacenes, gimnasios, etc. etc. El coeficiente de pulsación del flujo luminoso se midió con un luxómetro TKA-PKM(08) al conectar una carga en forma de cuatro tiras de LED conectadas en serie con una potencia total de 42 W y un consumo de corriente de 350 mA. En un osciloscopio (Fig. 2), estas ondas aparecen como fondo con una frecuencia de 100 Hz y una oscilación de sólo 3,6 V a un nivel constante de aproximadamente 100 V (la entrada del osciloscopio está en modo de voltaje CA).
Dado que se dedicó mucho tiempo al desarrollo (cálculo de algunos elementos, recorrido de la placa, montaje, etc.), se decidió modificar el dispositivo y aun así lograr el cumplimiento de todos los requisitos. La forma más sencilla de reducir el factor de ondulación es aumentar la capacitancia del condensador de suavizado C16. Cuando aumentó de 330 a 1000 μF (tres condensadores conectados en paralelo de 330 μF a 160 V), el factor de ondulación del flujo luminoso cayó por debajo del 5%, lo cual está bien, pero aún no es suficiente. Además, las dimensiones de todo el dispositivo casi se han duplicado y el coste de los condensadores de óxido de alto voltaje no es pequeño. Se obtiene un resultado mucho mejor aumentando la capacitancia del condensador C8. Al reemplazar el condensador de película C8 con una capacitancia de óxido de 47 μF, el coeficiente de pulsación del flujo luminoso de la lámpara disminuyó al 1% deseado. Pero en este caso, como era de esperar, surge otro problema: el factor de consumo de energía disminuye de 0,95 a 0,5. Esto sucede debido a un aumento significativo en el componente capacitivo de la resistencia de entrada del controlador; en otras palabras, el dispositivo se convierte en una carga capacitiva para la red. Una solución completamente lógica en este caso es incluir un corrector activo del factor de potencia entre el filtro de entrada supresor de ruido y el convertidor. Por supuesto, puedes utilizar un corrector pasivo más simple, pero su eficacia es mucho menor. Esta modificación aumenta significativamente el número total de elementos y complica el dispositivo, pero la tarea principal es lograr los indicadores indicados, por lo que se decidió utilizar esta opción. En la Fig. 3 se muestra un diagrama de las diferencias entre el dispositivo modificado. 1. La numeración de elementos continúa lo iniciado en la Fig. 1. La unidad de corrección del factor de potencia está conectada al espacio en el cable de alimentación positivo, indicado en el diagrama de la Fig. 1 cruz. Además, en paralelo a la salida se instalan un condensador de 29 nF (C1) y una resistencia de 0,25 MOhm con una potencia de 55 W (R1). Se quitaron los diodos VD2, VD1 (ver Fig. 1), en serie con las resistencias R2 y R0,125 (potencia 1 W), se instaló otro con una resistencia de 0,125 MOhm y potencia 54 W (designado en la placa como R1), uno de sus pines está conectado al pin superior en la resistencia del circuito R19, y el otro está conectado al cátodo del diodo VD3 (Fig. 1). Los condensadores están conectados entre los pines 3 y 3 de los estabilizadores DA4 y DA3: entre los pines DA1 con una capacidad de 27 nF (C4), DA10 - 28 nF (C20). En paralelo al condensador C4,7 con una capacidad de 0,1 μF (en lugar de 4,7 μF), se instala otro de la misma capacidad (XNUMX μF).
Además, se han cambiado los valores de algunos elementos. La capacitancia del condensador C1 aumenta a 0,2 µF, C1 1 - a 4,7 µF, C17 - a 0,1 µF, C8 - se reduce a 0,1 µF, C16 - a 100 µF, C18 - a 0,047 µF, C19 - a 2,2 µF, C9 - 150 pF, el condensador de óxido C6 se reemplaza por una capacitancia cerámica de 4,7 μF. Las resistencias R22, R23 (sensor de corriente) se reemplazan por una resistencia de 1 ohmio con una potencia de 1 W. La resistencia de la resistencia R17 es de 1 ohmio y la disipación de potencia es de 0,25 W. En lugar de dos resistencias conectadas en paralelo (R18, R19), se instala una de la misma potencia con una resistencia de 1 ohmio. Resistencia de resistencia R3 - 13 kOhm, R4 - 10 kOhm, R7 y R8 - 120 kOhm, R20 y R24 - 1,8 kOhm, R21 y R25 - 36 kOhm, R26 - 10 kOhm. El diodo Zener BZV55C51 (VD16) se reemplaza por BZV55C18 y BZV55C15 (VD8) por BZV55C18. En lugar del diodo HS2K (VD11), se utiliza HS1J. El corrector de potencia activa está fabricado en un chip especializado L6561D (DA5). El principio de funcionamiento de un corrector de potencia activa típico se ilustra en el gráfico de la Fig. 4. Cuando el transistor VT4 está abierto, el devanado primario del transformador T2 se conecta a la salida del puente de diodos VD3-VD6 y en él se acumula energía. En este momento, la fuente de alimentación para el resto del dispositivo es el condensador C26. Cuando la corriente a través del devanado primario alcanza su valor máximo, el transistor VT4 se cierra y el transformador T2 comienza a transferir toda la energía acumulada a través del diodo VD19 al condensador C26. Este proceso se repite muchas veces (la corriente en diente de sierra a través del devanado primario T2 se muestra en rojo en el gráfico) durante el medio ciclo de la tensión de red (la curva azul en el gráfico), como resultado, la forma del promedio La corriente consumida es cercana a la sinusoidal (se muestra en verde). La frecuencia de los pulsos de control está determinada por el microcircuito DA5, depende del valor instantáneo de la tensión de red y de la velocidad de descarga del condensador C26. Usando un divisor R49-R53 conectado a la entrada INV (pin 1) DA5, el voltaje del corrector se establece en 390 V. El divisor R40-R43 conectado a la entrada MULT (pin 3) DA5 establece el rango de voltaje de operación de la red; en nuestro caso, el corrector mantiene un nivel constante de 390 V en el capacitor C26 en el rango de voltaje de entrada de 90 a 265 V. El corrector se alimenta a través de un diodo VD20 desde una fuente estabilizada en el transistor VT1 (ver Fig. 1). En este sentido, comienza a funcionar solo después de que se inicia el convertidor flyback. La entrada CS (pin 4) DA5 se utiliza para controlar la corriente a través del transistor VT4. Desde la salida GD (pin 7), se envían pulsos de control a la puerta del transistor VT4. La entrada ZCD (pin 5) del microcircuito se utiliza para determinar el momento en que la corriente a través del transformador disminuye a casi cero. En [4] se ofrece una descripción más detallada del funcionamiento del microcircuito.
La segunda opción de controlador tiene lo siguiente Características:
Como puedes ver, la segunda opción cumple con todos los requisitos. Un pequeño inconveniente es la menor eficiencia. En la figura 5 se muestra un oscilograma del componente alterno (ondulación) del voltaje de salida. 2. Para mayor claridad, la configuración del osciloscopio y la carga del LED fueron las mismas que en la Fig. 6. Se utilizó la misma carga al tomar los siguientes oscilogramas: en la Fig. 2 oscilograma superior (verde): voltaje en el drenaje del transistor VT7, inferior (amarillo) - en la puerta; en la Fig. 4 superior (verde) - en el drenaje del transistor VTXNUMX, inferior (amarillo) - en la puerta.
Las placas de circuito impreso están diseñadas para ambas opciones. El dibujo del tablero para la primera opción se muestra en la Fig. 8, disposición de los elementos - en la Fig. 9, para el segundo - en la Fig. 10, disposición de los elementos - en la Fig. once . Los tableros están fabricados con lámina de fibra de vidrio FR-11 por un lado. Todos los elementos para montaje en superficie se encuentran en el lado de los conductores impresos, los elementos de salida se encuentran en el lado opuesto.
El inductor del filtro supresor de ruido L2 está enrollado sobre un núcleo magnético E19/8/5 (Epcos) y tiene una inductancia de 350 mH, cada devanado contiene 130 vueltas de cable con un diámetro de 0,25 mm. El inductor L1 es una inductancia estándar en forma de mancuerna de 3 mH, diseñada para una corriente de al menos 0,3 A. El transformador T1 en ambas versiones del controlador es el mismo y está fabricado sobre un núcleo magnético E25/13/7 (Epcos) de N27. material con un espacio de 0,5 mm. El devanado primario (I) consta de dos partes y contiene 47+22 vueltas de alambre bifilar, el diámetro del núcleo es de 0,3 mm. La inductancia del devanado primario es de 0,7 mH. El devanado secundario (III) contiene 53 vueltas de alambre tripolar, el diámetro del núcleo es de 0,3 mm. El devanado adicional II contiene 13 vueltas de alambre unipolar con un diámetro de 0,3 mm. El orden de los devanados es el siguiente: primero, se enrolla la primera parte del devanado primario - 47 vueltas, luego - el secundario, luego la segunda parte del primario - 22 vueltas y la superior - el devanado adicional. El transformador corrector de potencia tiene el mismo circuito magnético con el mismo espacio. Su devanado primario contiene 175 vueltas de alambre unipolar con un diámetro de 0,3 mm, el devanado secundario contiene 7 vueltas. La inductancia del devanado primario es de 2,5 mH. Es recomendable utilizar resistencias R20-R26, R28-R37 con una tolerancia del 1%, el resto - 10%. Condensadores de montaje en superficie para la segunda versión del controlador C5, C7, C9, C12, C13, C17, C18, C22, C28 - tamaño 0603, C6, C11, C19, C20, C21, C23, C24, C27 - tamaño 0805, C30 - tamaño 1206. Condensadores de montaje en superficie para la primera versión del controlador C5, C7, C9, C12, C13, C17, C18 - tamaño 0603, C11, C19, C20 - tamaño 0805. C14 (para ambas opciones) - alto voltaje (para una tensión nominal de 630 B) tamaño 1812. Los diodos de alta velocidad de las series HS2 y MURS160 se pueden reemplazar por otros similares, LL4148, por cualquier impulso con una tensión inversa de al menos 50 V. Transistores MMBT2222ALT1, STP5NK80Z y PZTA42 también se puede reemplazar con análogos. En la primera versión, STP5NK80Z (VT2) se puede reemplazar por uno de menor voltaje, por ejemplo STP5NK60Z. Las resistencias R18, R28 y R48 en paralelo no están instaladas, se proporcionan lugares para ellas en el tablero para un ajuste preciso. El dispositivo se monta en una caja de hojalata adecuada hecha de un balastro electrónico de una lámpara fluorescente, y también se utiliza una junta aislante, en la que se debe envolver la placa del controlador antes de instalarla en la caja. El transistor VT2 debe fijarse a la pared metálica de la carcasa con un tornillo o mediante un soporte. Este disipador de calor es suficiente para una potencia de carga de 35 a 50 W y el transistor no se calienta por encima de 50 оC, en caso de menor potencia, no se necesita un disipador de calor. Cuando se utiliza un controlador sin carcasa metálica con una carga de más de 35 W, es necesario conectar cualquier disipador de calor estándar de tamaño pequeño al transistor VT2. La carcasa del controlador se puede doblar fácilmente, por ejemplo, desde la carcasa de una fuente de alimentación de computadora; también se puede usar una película aislante. En total se fabricaron diez ejemplares de la versión del controlador con corrector de potencia (ver Fig. 3), los primeros cinco ya han funcionado con éxito durante más de seis meses con una carga máxima de 50 W. Las fotografías del tablero ensamblado de la segunda versión del dispositivo se muestran en la Fig. 12, fig. 13 - con una carga conectada (en la foto de la Fig. 12 se utiliza un filtro "estrella"). Como carga se utilizaron tiras de LED NEO-L-18R2834_520 del fabricante nacional "NEON-EK". Cada una de estas líneas contiene 18 LED SEL-WW2835-3K, que están conectados en tres cadenas paralelas de seis LED conectados en serie.
Un dispositivo correctamente ensamblado comienza a funcionar inmediatamente y no necesita ningún ajuste, pero es mejor y más seguro iniciar el controlador por etapas. Empecemos por la parte secundaria. Para hacer esto, necesitará una fuente de alimentación de laboratorio con un voltaje de salida de al menos 15...20 V, capaz de entregar una corriente de hasta 500 mA. Se conecta en paralelo con el condensador C16 y se asegura que en el emisor del transistor VT3 aparezca un voltaje de 11,6...11,8 V. Luego se conecta un amperímetro y una carga a la salida del dispositivo. No es necesario utilizar módulos LED como carga, bastará con una potente resistencia bobinada de tal resistencia que la corriente sea, por ejemplo, 300 mA. Se conecta un óhmetro o multímetro a los pines 3 y 4 del optoacoplador U1 en modo óhmetro o continuidad. El motor de la resistencia variable R27 se coloca en la posición más baja según el diagrama (en la posición de máxima resistencia). Ahora, moviendo suavemente el control deslizante de la resistencia hacia arriba, asegúrese de que el optoacoplador se abra con una corriente de carga (lectura del amperímetro) de 300 mA. El motor debe estar aproximadamente en el medio. También puede verificar la apertura del optoacoplador a diferentes valores de corriente cambiando la resistencia de carga. A continuación, apague la fuente del laboratorio, deje la carga con el amperímetro y proceda a verificar el convertidor flyback. Primero se apaga el corrector de potencia: el transistor VT4 y el transformador T2 están desoldados o su devanado primario está en cortocircuito (ver Fig. 3). Conectar el driver a una red de 230 V, siempre mediante una lámpara incandescente y otro amperímetro. Si todo está en orden, entonces con una corriente de carga de 300 mA y con una lámpara de 95 W, el consumo de corriente no debe exceder los 210 mA y la lámpara debe brillar a aproximadamente un tercio de la incandescencia. Asegúrese de que la resistencia R27 regule la corriente de salida en todo el rango: de 240 a 390 mA. Y finalmente, conecte el corrector de potencia: la lámpara debería comenzar a brillar un poco más, pero el consumo total de corriente no debe exceder los 310 mA. Por supuesto, puedes comprobar el corrector de potencia por separado, desconectándolo del resto del dispositivo. Si todo salió bien, puede intentar conectar el controlador a la red directamente, sin lámpara; con un voltaje de red de 230 V y una corriente de carga de 300 mA, la corriente consumida por el dispositivo no debe exceder los 140 mA. Si tienes una lámpara fluorescente antigua, por ejemplo con cuatro lámparas de 18 W, es fácil convertirla en una LED de bajo consumo. De la lámpara vieja lo único que se necesita es su cuerpo, se quita todo lo demás (lámparas, motor de arranque, etc.). Cuatro o cinco de las tiras de LED mencionadas anteriormente están colocadas uniformemente en la base de la carcasa. A continuación, se perforan agujeros en los lugares correctos y se remachan o atornillan las reglas. Es recomendable remachar cada regla uniformemente en cuatro lugares para asegurar una disipación uniforme del calor. El controlador se coloca y fija en el extremo de la lámpara. En la figura 14 se muestra una versión de la lámpara resultante. 15 y fig. XNUMX (filtro de estrella usado).
Si tienes ganas y oportunidad, puedes instalar un difusor fabricado en poliestireno o policarbonato. Sin embargo, hay que tener en cuenta que el difusor, por supuesto, mejora significativamente las cualidades estéticas de la lámpara, pero no menos degrada su eficiencia luminosa. Así, el difusor Opal relativamente transparente reduce el flujo luminoso entre un 30...40%. Literatura
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