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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Convertidor de tensión cuasi-resonante. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Fuentes de alimentación El artículo habla de un tipo de convertidor de voltaje muy prometedor: el cuasi-resonante. El dispositivo descrito proporciona una eficiencia de conversión excepcionalmente alta, permite la regulación del voltaje de salida y su estabilización, y opera de manera estable cuando varía la potencia de carga. En las fuentes de alimentación de redes modernas, varios equipos, los convertidores de voltaje de transistores se utilizan ampliamente. Sus ventajas sobre las unidades transformadoras son bien conocidas: dimensiones más pequeñas y menor consumo de cobre con la misma potencia de salida, lo que compensa con creces su complejidad, especialmente en la producción en masa. Cuanto mayor sea la frecuencia de funcionamiento de la conversión, mayor será su rendimiento económico. Sin embargo, a medida que aumenta la frecuencia de conmutación de los transistores, también aumentan las pérdidas de conmutación y, en consecuencia, disminuye la eficiencia del convertidor. El valor de las pérdidas de conmutación de cualquier convertidor está determinado principalmente por dos factores: la presencia de corriente pasante y un tiempo de cierre significativo de potentes transistores de conmutación con una gran corriente de colector. Su tiempo de apertura suele ser de siete a diez veces menor y no tiene un efecto significativo en la eficiencia. La corriente pasante se produce al conmutar transistores en convertidores de puente y medio puente. Ocurre en un momento en el que el transistor de un brazo del convertidor ya está abierto y el otro aún no ha tenido tiempo de cerrarse. Para eliminar este fenómeno, el proceso de conmutación se divide en dos etapas. Primero, el transistor se cierra en uno de los brazos y luego, después de 3...5 μs (tiempo de cierre típico para transistores de alta potencia), se abre en el otro. Este método se utiliza en convertidores con excitación externa, pero no es aplicable en convertidores autogeneradores. El cierre prolongado con una gran corriente de colector conduce al hecho de que en este momento se libera energía inútil en el transistor que se está cerrando, cuyo valor promedio se expresa mediante la fórmula: P=Im*Um*F*tcerrar/6, donde Im es la corriente de colector del transistor al comienzo de su cierre;
Existen diversas soluciones de circuito que permiten acelerar el proceso de cierre, pero requieren costes energéticos adicionales y reducen el tiempo de cierre, en el mejor de los casos no más del doble del valor nominal, y muchas veces sólo ayudan a mantener este valor. Además de las pérdidas por conmutación, existen pérdidas de potencia debido a una caída de tensión en un transistor abierto, pero dependen únicamente de la elección de los transistores y en los convertidores de red no superan el 0,5...1% de la potencia convertida. Toda la variedad de convertidores de voltaje existentes, tanto excitados externamente como autogeneradores, se puede dividir en varios tipos según la naturaleza de la corriente del colector y el voltaje en el momento de la conmutación. El primero y más común es el pulso, que se caracteriza por una corriente de colector máxima en el momento en que se cierran los transistores y una tensión de colector máxima después. En un convertidor de este tipo, ambos componentes de las pérdidas por conmutación operan, por lo tanto, a una frecuencia de funcionamiento de 15...25 kHz, representan del 8...15% de la potencia convertida. A pesar de ello, los convertidores de impulsos son los más habituales por su facilidad de implementación y flexibilidad en el control de la tensión de salida, lo que permite combinar la conversión de tensión con su estabilización. El segundo tipo es un convertidor resonante. Un ejemplo simplificado de esto sería un oscilador LC convencional con retroalimentación de transformador y un circuito de polarización automática. Los elementos reactivos del circuito colector están diseñados de modo que antes de cerrar el transistor, su corriente de colector disminuye casi a cero, o inmediatamente después de cerrar el voltaje del colector es muy pequeño. Esto le permite reducir las pérdidas totales en los transistores de conmutación al 1 ... 2% de la potencia convertida y reducir el nivel de interferencia de radio en comparación con un convertidor de pulsos. Sin embargo, los convertidores resonantes funcionan de manera confiable solo en modo autooscilador, no permiten la posibilidad de regular el voltaje de salida y no permiten una desviación significativa de la resistencia de carga del valor calculado. En general, en un sistema convertidor-estabilizador son inferiores a los de pulso en términos de eficiencia, ya que requieren un estabilizador separado. El tercer tipo es interesante e inmerecidamente poco difundido: el cuasi-resonante, que en gran medida está libre de las deficiencias de los dos anteriores. La idea de crear un convertidor de este tipo no es nueva, pero su implementación práctica se hizo factible hace relativamente poco tiempo, después de la aparición de potentes transistores de alto voltaje que permiten una corriente de colector pulsada significativa con un voltaje de saturación de aproximadamente 1,5 V. La principal característica distintiva y principal ventaja de este tipo de fuente de alimentación es la alta eficiencia del convertidor de voltaje, alcanzando el 97...98% sin tener en cuenta las pérdidas en el circuito rectificador secundario, que están determinadas principalmente por la corriente de carga. En algunos casos, la alta eficiencia elimina por completo la necesidad de utilizar disipadores de calor para potentes transistores del convertidor, lo que permite reducir significativamente el tamaño del equipo, sin mencionar otras ventajas económicas. El convertidor cuasi-resonante se diferencia de un convertidor de pulsos convencional, en el que en el momento en que se cierran los transistores de conmutación, la corriente que fluye a través de ellos es máxima, el cuasi-resonante se diferencia en que en el momento en que se cierran los transistores, su corriente de colector es cercano a cero. Además, la reducción de la corriente en el momento del cierre está asegurada por los elementos reactivos del dispositivo. Se diferencia del resonante en que la frecuencia de conversión no está determinada por la frecuencia resonante de la carga del colector. Gracias a esto, es posible regular el voltaje de salida cambiando la frecuencia de conversión y lograr la estabilización de este voltaje. Explicaremos con más detalle el principio de funcionamiento de un convertidor cuasi-resonante de medio puente utilizando un diagrama simplificado que se muestra en la Fig. 1, a. En la figura 1 se muestran diagramas de corriente y voltaje en puntos característicos en operación en estado estacionario. XNUMX, b. Por simplicidad, suponemos que el tiempo de conmutación de los transistores es infinitesimal; Esta simplificación, como ha demostrado la práctica, no afecta la fiabilidad de los diagramas.
Supongamos también que los valores de los parámetros del elemento satisfacen las relaciones: LT>>L1 y Fpt Comenzaremos nuestra consideración desde el momento en que se abre el transistor VT1 y a través de él, así como a través del inductor L1 y el devanado primario del transformador T1, el condensador C1 comienza a cargarse. En este momento, el voltaje en el capacitor C2 y la carga Rн es menor que el voltaje (Upit-Uc1)n-UD, donde Uc1 es el voltaje en el capacitor C1; n - relación de transformación del transformador T1; UD: caída de tensión directa a través del diodo rectificador VD1 (o VD2). En este caso, el diodo VD1 está abierto y la corriente de carga del condensador C2 lo atraviesa. Al cargar, el condensador C2 pasa por alto el devanado secundario del transformador T1, por lo que la velocidad de carga del condensador C1 está determinada por su propia capacitancia y la baja inductancia del inductor L1 y no depende de la inductancia del devanado primario del transformador. Dado que, a medida que se carga el capacitor, el voltaje en el devanado primario disminuye y en el capacitor C2 aumenta, en el momento t, el diodo VD1 se cierra y la gran inductancia del devanado primario del transformador descargado T1 se incluye en el circuito de carga de condensador C1. En este caso, la corriente a través del transistor abierto VT1 disminuye bruscamente hasta el valor de la corriente en el devanado primario, que en este momento todavía es insignificante, ya que Lt>>L1. Así, desde el momento t1 hasta el momento en que los transistores conmutan t2, el aumento de la corriente del colector está determinado por la inductancia del devanado primario del transformador descargado, que se elige bastante grande. De hecho, el estado del circuito en el momento de la conmutación corresponde al modo inactivo. En circuitos reales, el papel del inductor L1 puede desempeñarlo la inductancia de fuga del transformador. Después de que el transistor VT1 se cierra y el VT2 se abre, el condensador C1 se descarga. La corriente a través del inductor y el devanado I del transformador fluye en dirección opuesta, pero los procesos siguen las mismas leyes. Una condición necesaria para la existencia del modo descrito es que la tasa de disminución de voltaje en el condensador C2 cuando se descarga a través de la resistencia de carga después de cerrar los diodos debe ser menor que la tasa de disminución de voltaje en el devanado primario del transformador. en el mismo período de tiempo, los diodos rectificadores permanecen cerrados hasta la siguiente conmutación de los transistores. Para garantizar pérdidas de energía mínimas, la caída de voltaje directo a través del transistor abierto debe ser mínima para cualquier corriente de colector operativa permitida. Sin embargo, para mantener la corriente máxima para este La base durante todo el medio ciclo de funcionamiento de este transistor no es energéticamente rentable y no es necesario. Basta con asegurarse de que la corriente de base sea proporcional a la corriente del colector; Este tipo de control se llama control de corriente proporcional.
Dado que en el momento en que se cierra el transistor los elementos reactivos reducen al mínimo la corriente del colector, la corriente de base también será mínima y, por tanto, el tiempo de cierre del transistor se reduce al valor de su tiempo de apertura. Esto elimina por completo el problema de la corriente pasante que se produce durante la conmutación. En otras palabras, el uso de un modo cuasi-resonante junto con el control de corriente proporcional permite eliminar casi por completo las pérdidas de conmutación. A continuación describimos dos opciones prácticas para una fuente de alimentación de red con un convertidor cuasi-resonante y control de corriente proporcional. La fabricación de estos bloques no supondrá muchas dificultades para los radioaficionados y les permitirá apreciar todas las ventajas del convertidor. La unidad estabilizada ha estado funcionando en un frecuencímetro de alta frecuencia durante más de dos años y no ha causado ninguna queja. En la Fig. La Figura 2 muestra un diagrama esquemático de una fuente de alimentación no estabilizada autooscilante.
La mayor parte de las pérdidas de energía en la unidad recae en el calentamiento de los diodos rectificadores del circuito secundario, y la eficiencia del convertidor en sí es tal que no hay necesidad de disipadores de calor para los transistores. La pérdida de potencia en cada uno de ellos no supera los 0,4 W. Tampoco se requiere una selección especial de transistores según ningún parámetro. Cuando se produce un cortocircuito en la salida o se excede la potencia máxima de salida, se interrumpe la generación, protegiendo los transistores del sobrecalentamiento y averías. El filtro, que consta de condensadores C1-C3 y un inductor L1L2, está diseñado para proteger la red de suministro de interferencias de alta frecuencia del convertidor. El autogenerador se pone en marcha mediante el circuito R4C6 y el condensador C5. La generación de oscilaciones se produce como resultado de la acción de la retroalimentación positiva a través del transformador T1, y su frecuencia está determinada por la inductancia del devanado primario de este transformador y la resistencia de la resistencia R3 (a medida que aumenta la resistencia, aumenta la frecuencia). El devanado IV del transformador T1 está diseñado para el control de corriente proporcional de los transistores. Es fácil ver que el potente transformador de aislamiento T2 y los circuitos de control de los transistores de conmutación (transformador T1) están separados, lo que permite reducir significativamente la influencia de la capacitancia e inductancia parásitas del transformador T2 en la formación de la base. corriente de los transistores. Los diodos VD5 y VD6 limitan el voltaje en el capacitor C7 en el momento en que arranca el convertidor, mientras que el capacitor C8 se carga al voltaje de funcionamiento. Al configurar el dispositivo, debe asegurarse de que el convertidor funcione en modo casi resonante. Para hacer esto, conecte una resistencia temporal con una resistencia de 7 ... 1 ohmios con una potencia de 3 W en serie con el capacitor C2 y, habiendo aplicado una señal de esta resistencia a la entrada del osciloscopio, observe en la pantalla el Forma de los pulsos de corriente del colector de ambos transistores con carga máxima. Deben ser pulsos en forma de campana de diferentes polaridades, alternándose y no superponiéndose en el tiempo. Si se superponen, es necesario reducir la inductancia del inductor L3 desenrollando entre un 10 y un 15% de las espiras, o reducir la frecuencia de generación del convertidor seleccionando la resistencia R3. Tengamos en cuenta aquí que no todos los osciloscopios permiten realizar mediciones en circuitos que no estén aislados galvánicamente de la red eléctrica. El inductor L1L2 y el transformador T1 están enrollados en núcleos magnéticos anulares idénticos K12x8x3 fabricados de ferrita de 2000NM. Los devanados del inductor se realizan simultáneamente, “en dos hilos”, utilizando hilo PELSHO 0,25; número de vueltas: 20. El devanado I del transformador T1 contiene 200 vueltas de cable PEV-2 0.1, enrolladas a granel, uniformemente alrededor de todo el anillo. Los devanados II y III están enrollados "en dos cables": 4 vueltas de cable PELSHO 0,25; El devanado IV es una vuelta del mismo cable. Para el transformador T2 se utilizó un núcleo magnético anular K28x16x9 fabricado con ferrita 3000NN. El devanado I contiene 130 vueltas de alambre PELSHO 0,25, colocadas vuelta a vuelta. Devanados II y III: 25 vueltas cada uno de cable PELSHO 0,56; enrollado - "en dos cables", uniformemente alrededor del anillo. El estrangulador L3 contiene 20 vueltas de cable PELSHO 0,25, enrolladas en dos núcleos magnéticos anulares plegados K12x8x3 hechos de ferrita de 2000NM. Los diodos VD7, VD8 deben instalarse en disipadores de calor con un área de disipación de al menos 2 cm2 cada uno.
El dispositivo descrito fue diseñado para usarse junto con estabilizadores analógicos para varios valores de voltaje, por lo que no hubo necesidad de una supresión profunda de la ondulación en la salida de la unidad. La ondulación se puede reducir al nivel requerido utilizando filtros LC que son comunes en tales casos, como, por ejemplo, en el bloque que se describe a continuación. En la figura 3 se muestra el circuito de una fuente de alimentación estabilizada basada en un convertidor cuasi-resonante. XNUMX. El voltaje de salida se estabiliza mediante un cambio correspondiente en la frecuencia de operación del convertidor.
Como en el bloque anterior, los potentes transistores VT1 y VT2 no necesitan disipadores de calor. El control simétrico de estos transistores se implementa mediante un generador de impulsos maestro independiente ensamblado en el chip DD1. El disparador DD1.1 opera en el propio generador. Los pulsos tienen una duración constante especificada por el circuito R7C12. El período lo cambia el circuito OS, que incluye el optoacoplador U1, de modo que el voltaje en la salida de la unidad se mantiene constante. El período mínimo lo establece el circuito R8C13. El disparador DD1.2 divide la frecuencia de repetición de estos pulsos por dos y el voltaje de onda cuadrada se suministra desde la salida directa al amplificador de corriente del transistor VT4VT5. A continuación, los pulsos de control amplificados por corriente se diferencian mediante el circuito R2C7 y luego, ya acortados a una duración de aproximadamente 1 μs, ingresan a través del transformador T1 al circuito base de los transistores VT1, VT2 del convertidor. Estos breves impulsos sirven únicamente para conmutar transistores: cierran uno de ellos y abren el otro. La corriente de base del transistor abierto por el pulso de control apoya la acción de la retroalimentación de corriente positiva a través del devanado IV del transformador T1. La resistencia R2 también sirve para amortiguar las oscilaciones parásitas que se producen cuando los diodos rectificadores del circuito secundario están cerrados en el circuito formado por la capacitancia entre espiras del devanado primario del transformador T1, el inductor L3 y el condensador C8. Estas oscilaciones parásitas pueden provocar una conmutación incontrolada de los transistores VT1, VT2. La opción de control del convertidor descrita le permite mantener el control de corriente proporcional de los transistores y al mismo tiempo ajustar su frecuencia de conmutación para estabilizar el voltaje de salida. Además, la energía principal del generador de excitación se consume solo cuando se conmutan transistores potentes, por lo que la corriente promedio consumida por él es pequeña: no excede los 3 mA, teniendo en cuenta la corriente del diodo Zener VD5. Esto permite alimentarlo desde el circuito primario a través de la resistencia de extinción R1. El transistor VT3 funciona como un amplificador de voltaje para la señal de control, similar a un estabilizador compensador. El coeficiente de estabilización del voltaje de salida del bloque es directamente proporcional al coeficiente de transferencia de corriente estática de este transistor. El uso del optoacoplador de transistor U1 garantiza un aislamiento galvánico confiable del circuito secundario de la red y una alta inmunidad al ruido en la entrada de control del oscilador maestro. Después de la siguiente conmutación de los transistores VT1, VT2, el condensador C10 comienza a recargarse y el voltaje en la base del transistor VT3 comienza a aumentar, la corriente del colector también aumenta. Como resultado, el transistor optoacoplador se abre, manteniendo el condensador C13 del oscilador maestro en un estado descargado. Una vez cerrados los diodos rectificadores VD8, VD9, el condensador C10 comienza a descargarse a la carga y el voltaje a través de él cae. El transistor VT3 se cierra, como resultado de lo cual el condensador C13 comienza a cargarse a través de la resistencia R8. Tan pronto como el condensador se cargue al voltaje de conmutación del disparador DD1.1, se establecerá un alto nivel de voltaje en su salida directa. En este momento, se produce la siguiente conmutación de los transistores VT1, VT2, así como la descarga del condensador C13 a través del transistor optoacoplador abierto. Comienza el siguiente proceso de recarga del condensador C10, y el disparador DD1.1 después de 3...4 μs volverá al estado cero nuevamente gracias a la pequeña constante de tiempo del circuito R7C12, después de lo cual se repite todo el ciclo de control, independientemente de cuál de los transistores - VT1 o VT2 - abiertos durante el semiperíodo actual. Cuando se enciende la fuente, en el momento inicial, cuando el capacitor C10 está completamente descargado, no pasa corriente por el LED del optoacoplador, la frecuencia de generación es máxima y está determinada principalmente por la constante de tiempo del circuito R8C13 (la constante de tiempo de el circuito R7C12 es varias veces más pequeño). Con las clasificaciones de estos elementos indicadas en el diagrama, esta frecuencia será de aproximadamente 40 kHz, y después de dividirla por el disparador DD1.2, 20 kHz. Después de cargar el condensador C10 al voltaje de funcionamiento, entra en funcionamiento el circuito estabilizador del sistema operativo en los elementos VD10, VT3, U1, después de lo cual la frecuencia de conversión ya dependerá del voltaje de entrada y la corriente de carga. Las fluctuaciones de tensión en el condensador C10 se suavizan mediante el filtro L4C9. Los chokes L1L2 y L3 son los mismos que en el bloque anterior. El transformador T1 está fabricado sobre dos núcleos magnéticos anulares K12x8x3 plegados de ferrita de 2000NM. El devanado primario está enrollado a granel de manera uniforme en todo el anillo y contiene 320 vueltas de cable PEV-2 0,08. Los devanados II y III contienen cada uno 40 vueltas de alambre PELSHO 0,15; están enrollados “en dos hilos”. El devanado IV consta de 8 vueltas de alambre PELSHO 0,25. El transformador T2 está fabricado sobre un núcleo magnético anular K28x16x9 de ferrita 3000NN. Enrollando 1-120 vueltas de alambre PELSHO 0,15, y II y III - 6 vueltas de alambre PELSHO 0,56, enrolladas “en dos alambres”. En lugar de alambre PELSHO, se puede utilizar alambre PEV-2 del diámetro adecuado, pero en este caso es necesario colocar dos o tres capas de tela lacada entre los devanados. El estrangulador L4 contiene 25 vueltas de cable PEV-2 0,56, enrollado en un circuito magnético de anillo K12x6x4,5 hecho de ferrita 100NNH1. También es adecuado cualquier inductor ya preparado con una inductancia de 30...60 μH para una corriente de saturación de al menos 3 A y una frecuencia de funcionamiento de 20 kHz. Todas las resistencias fijas son MLT. La resistencia R4 está sintonizada, de cualquier tipo. Condensadores C1-C4, C8 - K73-17, C5, C6, C9, C10-K50-24, el resto - KM-6. El diodo Zener KS212K se puede sustituir por KS212Zh o KS512A. Los diodos VD8, VD9 deben instalarse en radiadores con un área de disipación de al menos 20 cm2 cada uno. Para configurar el bloque, es necesario conectar una resistencia temporal con una resistencia de 1 kOhm con una potencia de 1-0,25 W en paralelo con la resistencia R1 y, sin conectar una carga, aplicar un voltaje constante o alterno con una amplitud de 15 ...20 V a la entrada del bloque, y una tensión constante de 5 V a la salida en la polaridad adecuada. Coloque la resistencia R4 en la posición inferior según el diagrama. La entrada Y del osciloscopio está conectada al colector y emisor del transistor VT2. La pantalla debe mostrar pulsos rectangulares con un ciclo de trabajo de 2 (“meandro”), una amplitud de 14...19 V y una frecuencia de 20 kHz. Si, al mover el control deslizante de la resistencia R4 hacia arriba, la frecuencia disminuye y luego las oscilaciones se detienen, entonces la unidad de estabilización está funcionando normalmente. Habiendo establecido la frecuencia entre 4...3 kHz con la resistencia R5, apague la alimentación de la entrada y la salida y retire la resistencia temporal. Se conecta una carga equivalente a la salida del bloque, la entrada se conecta a la red y el voltaje de salida se establece con la resistencia R4. La eficiencia de ambas unidades se puede aumentar si, en lugar de diodos KD213A, se utilizan diodos Schottky, por ejemplo, cualquiera de la serie KD2997. En este caso, no serán necesarios disipadores de calor para diodos. Literatura:
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Comentarios sobre el artículo: Alexander Belomestnykh Coleccioné este convertidor una vez. El único problema es que no arranca. Para empezar, tuve que agregar un circuito en un transistor kt315g. Y así funciona el esquema.
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