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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Transceptor Radio-76. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / radiocomunicaciones civiles El transceptor está diseñado para operar en SSB (banda lateral inferior) en la sección telefónica de la banda de aficionados de 80 metros. Tiene las siguientes características: rango de frecuencias recibidas y emitidas - 3,6-3,65 MHz: sensibilidad del receptor (con una relación señal/ruido de 10 dB) - no peor que 1 μV; supresión del canal de imagen en la recepción - no menos de - 40 dB; "obstrucción" (en relación con el nivel de 10 μV) - no peor que 500 mV; modulación mutua (con respecto a 1 μV) - no peor que 80 dB; impedancia de entrada del receptor-75 bm; impedancia de salida del amplificador de graves - 10 ohmios; tensión de salida máxima LF (con el sistema AGC en funcionamiento) -0,8 V; cambio en el nivel de la señal de salida (cuando el nivel de entrada cambia en 60 dB): no más de 6 dB; inestabilidad de la frecuencia del oscilador local (tanto para la recepción como para la transmisión) - no peor que 300 Hz / h; potencia de salida máxima - 5 W; el nivel de radiación fuera de banda - no más de -40 dB; supresión de portadora - no menos de -50 dB; impedancia de salida del transmisor - 75 ohmios; tensión de alimentación-12 V; corriente de reposo en modo de recepción - 200 mA; corriente de reposo en modo de transmisión - 360 mA. La selectividad del receptor de señal única (supresión de banda lateral que no funciona) y la ondulación de la banda de paso están determinadas por un filtro electromecánico. Típico cuando se usa un filtro electromecánico estándar EMF-9D-500-ZV serán los siguientes valores de estos parámetros: ancho de banda de nivel de -6 dB - 2.95 kHz, ancho de banda de nivel de -60 dB - 4,85 kHz, ondulación de banda de paso - no más de 1,5 dB. El transceptor (sin fuente de alimentación) está compuesto por tres circuitos integrados, 11 transistores y 19 diodos semiconductores. Se ensambla de acuerdo con un esquema en el que la ruta del amplificador de frecuencia intermedia se utiliza completamente tanto para la recepción como para la transmisión. Esta solución, en combinación con el uso de mezcladores en anillo, que también se utilizan en su totalidad para la recepción y transmisión, hace posible simplificar significativamente el circuito hasta el punto de que todas las rutas de baja señal del transceptor para recepción y transmisión pueden hacerse común. En el diseño descrito, las funciones de solo los amplificadores de baja frecuencia (amplificador de baja frecuencia del receptor y amplificador de micrófono del transmisor) están separadas. Este último condujo al uso de varios componentes adicionales, pero simplificó significativamente el cambio. Otra característica del transceptor es la construcción no tradicional de la ruta de recepción (sin un amplificador de alta frecuencia, con un mezclador de anillo en la entrada). Esto permitió obtener buenas características de "obturación" y de modulación mutua. A pesar de la ausencia de un amplificador de RF y el uso de un mezclador pasivo, fue posible obtener una sensibilidad de alrededor de 1 μV, más que suficiente para operar en la banda de 80 m.
El transceptor consta de tres bloques (principal, osciladores locales y amplificador). En el modo de recepción, la señal a través del conmutador de antena 1 y el filtro de selección concentrada 2 se envía al primer mezclador anular 3 ubicado en la unidad principal. Desde el bloque de osciladores locales a este mezclador a través del interruptor 12, el voltaje del oscilador local de alta frecuencia 10 se suministra con una frecuencia que se encuentra en el rango de 4,1-4,15 MHz. La señal de frecuencia intermedia (4 kHz) amplificada por la primera etapa del amplificador IF 500 pasa a través del filtro electromecánico 5, es amplificada por la segunda etapa del amplificador IF 6 y entra al segundo mezclador de anillo 7, que realiza las funciones de un detector de mezcla en este modo. Desde la placa del oscilador local a través del interruptor 12, se le suministra un voltaje con una frecuencia de 500 kHz desde el oscilador local 11, y la señal detectada se alimenta al amplificador LF 8. En el modo de transmisión, la señal del micrófono es amplificada por un amplificador de baja frecuencia 9 y alimenta al primer mezclador de anillo 3, que en este modo realiza las funciones de un modulador balanceado. Desde el bloque del oscilador local, el voltaje del oscilador local 12 se le suministra a través del interruptor 11. La primera etapa del amplificador IF amplifica la señal DSB. Un filtro electromecánico extrae la banda lateral superior de esta señal, y la señal SSB generada, después de la amplificación por la segunda etapa del amplificador IF, se alimenta al segundo mezclador de anillo, que recibe un voltaje de oscilador local 10 con una frecuencia de 4,1 -4,15 MHz (a través del interruptor 12). La señal convertida es amplificada por un amplificador de potencia, que consta de 13 amplificadores preliminares y 14 finales, y a través del interruptor 1 ingresa a la antena. Los diagramas esquemáticos de la unidad principal, la unidad del oscilador local y la unidad del amplificador de potencia se muestran en la fig. 1, 2 y 3. En el modo de recepción, el primer mezclador de anillo en los diodos D1-D4 (Fig. 1) recibe una señal a través de los pines 9 y 10, y un voltaje del oscilador local con una frecuencia de 7-8 MHz a través de los pines 4,1 y 4,15. A la salida del mezclador de anillo, se asigna una señal de frecuencia intermedia (500 kHz), que se amplifica mediante un amplificador de FI realizado en el transistor T1. El filtrado preliminar de la señal de FI lo realiza el circuito oscilatorio L2C4C5C6, y el principal es el filtro electromecánico F1, incluido en el circuito colector del transistor T1. Para amplificar aún más la señal en la ruta de FI, se utilizó un microcircuito MC1, que es un amplificador de cascodo convencional (Ver "Radio", 1975. N 7. p. 55.).
La señal seleccionada en el circuito oscilatorio L3C15 se alimenta al segundo mezclador anular en los diodos D9-D12. A través de las conclusiones 12 y 13, se le suministra un voltaje con una frecuencia de 500 kHz desde el bloque del oscilador local. La señal de baja frecuencia que pasa a través del filtro de paso bajo Dr2S21R14C22 es amplificada por el microcircuito MS2, que es un amplificador de dos etapas con conexiones directas y transistores ТЗ-Т5. A los terminales 16 y 17, puede conectar un altavoz con una resistencia de 5-10 ohmios o auriculares (preferiblemente de baja impedancia). En el modo de transmisión, la señal del micrófono se alimenta al pin 1 y es amplificada por el chip MC3. Este microcircuito (a diferencia de MC2) generalmente no está encendido: su salida 10 está conectada a través de un condensador electrolítico no a la caja, sino a la salida 11 (microcircuito), de donde se toma la señal de salida. Al mismo tiempo, su ganancia e impedancia de salida disminuyen (hasta unos 300 ohmios). Desde el amplificador del micrófono, la señal de baja frecuencia se alimenta al primer mezclador de anillo, que ahora funciona como un modulador balanceado. Se aplica un voltaje con una frecuencia de 8 kHz a este mezclador a través de los pines 9 y 500 del bloque del oscilador local. El mezclador está equilibrado con una resistencia de corte R2. Desde el modulador DSB balanceado, la señal ingresa a la ruta IF, desde cuya salida la señal SSB ya formada y amplificada se alimenta al segundo mezclador de anillo. A través de los pines 12 y 13, este mezclador recibe un voltaje de oscilador local con una frecuencia de 4,1-4,15 kHz. La señal convertida a través de los pines 14 y 15 se alimenta al amplificador de potencia para filtrado y amplificación. Desde el pin 18, la señal se puede aplicar a VOX, y desde los pines 16 y 17, a ANTI-TRIP. El bloque brinda la posibilidad de control automático de ganancia del camino de FI tanto durante la recepción (ARC) como durante la transmisión (ALC). Este ajuste se lleva a cabo en la segunda etapa del amplificador de FI (microcircuito MC1) por el transistor auxiliar T2. Las señales de control se envían a la base del transistor a través de los diodos de desacoplamiento D14 y D15 (pines 3 y 4). El control de ganancia manual solo está disponible en el modo de recepción. Se lleva a cabo aplicando un voltaje de polarización a través del terminal 6 del bloque al transistor de la primera etapa del amplificador de FI. El único nodo de la unidad principal que se conmuta durante la transición de recepción a transmisión también pertenece a esta cascada. Cómo funciona se discutirá a continuación. En el bloque de osciladores locales (Fig. 2) hay un interruptor en los relés P1 y P2 y dos generadores. Uno de ellos es un generador de rango suave (GPA). cambiando la frecuencia de la cual está sintonizada a la frecuencia de operación. Está hecho en el transistor T1.
Se monta una etapa intermedia en el transistor T2. El inductor del circuito oscilatorio del generador se encuentra fuera de la placa y se conecta a ella a través de los pines 6 y 7. Esta solución permitirá en el futuro, al transferir la placa del oscilador local al transceptor de primera categoría, es fácil para cambiar el rango de frecuencia de operación del oscilador local. sin hacer cambios en el propio tablero. La frecuencia del GPA es modificada por el varicap D1, aplicándole una tensión de control a través de la salida a. El segundo generador (a una frecuencia de 500 kHz) está hecho en un transistor T3. Su frecuencia está estabilizada por un resonador de cuarzo Pe1. La posición de los contactos del interruptor del relé en la figura corresponde al modo de recepción (el relé no está energizado). A través de los pines 1 y 2, el voltaje de la unidad del oscilador local se suministra al primer mezclador (pines 7 y 8 de la unidad principal), y a través de los pines 3 y 4 al segundo mezclador (pines 12 y 13 de la unidad principal) . El voltaje de control a los relés P1 y P2 se suministra a través del pin 10, y el voltaje de suministro a la unidad del oscilador local se alimenta a los pines 8 y 9.
En el modo de transmisión, la señal de la placa principal va a los pines 1 y 2 de la placa del amplificador de potencia (Fig. 3). El filtro de paso de banda L1C1C3L2C2 selecciona de la señal entrante una señal útil que se encuentra en la banda de frecuencia operativa del transceptor. La primera etapa del amplificador de potencia (transistor T1) opera en modo clase A, y la etapa final, hecha de acuerdo con un circuito push-pull en los transistores T2 y T3, opera en modo clase B. La polarización de los transistores establece el estabilizador en el diodo D.1. La señal de salida a la antena se toma de la bobina de acoplamiento L8 (a través de los pines 5 y 6). La alimentación se suministra a la primera etapa a través del pin 3 y a la etapa final a través del pin 4. El diagrama de conexión de los bloques transceptores y las piezas instaladas fuera de estos bloques se muestra en la fig. 4 en el texto. Para los bloques de esta figura, se proporcionan fotografías de sus placas de circuito impreso. La antena se conecta al conector Ø1 y, a través de los contactos P1 / 1 del relé de antena, la señal recibida se alimenta al filtro de paso de banda de doble circuito L1C1C2L2C3. Desde el filtro, la señal se alimenta a la unidad principal. A través del conector Ø5 es posible conectar una antena receptora separada, sin pasar por el interruptor de antena. Con una resistencia variable R6, el transceptor se sintoniza a la frecuencia operativa, y con una resistencia R3, la ganancia de la ruta de IF cambia en la recepción.
Los diodos D1, D2 y los condensadores C4, C5 forman un rectificador de duplicación de voltaje que genera la señal de control AGC. El interruptor B1 cambia el transceptor del modo "Recibir" al modo "Transmitir". En el diagrama, se muestra en la posición de modo "Recibir". En el modo "Transferencia", la energía se suministra a través de los contactos superiores del interruptor a la unidad amplificadora de potencia, y a través de los contactos inferiores: voltaje de +12 V al relé PI del interruptor de antena, los relés PI y P2 del interruptor ubicado en la unidad de oscilador local (Fig. 3), y a la unidad principal de salida 5. Analicemos el principio de conmutación durante la transición de recepción a transmisión en la primera etapa del amplificador IF de la unidad principal (Fig. 1). En el modo "Recepción", la salida inferior de la resistencia R6 según el circuito está conectada a la caja a través del devanado del relé P1 (Fig. 2), el diodo D7 está abierto por el voltaje que cae sobre la resistencia R5. Condensador C9 conectado en paralelo con la resistencia R5. reduce la retroalimentación de CA negativa. La amplificación de la cascada en este caso es máxima. Cuando se aplica un voltaje de CC de +5 V al pin 12, el diodo D7 se cierra, desconectando el capacitor C9 de la resistencia R5. La ganancia de la cascada disminuye abruptamente. Esto evita sobrecargar la ruta de FI con la señal relativamente grande que ingresa a la ruta desde el mezclador en anillo en el modo de transmisión. La cadena R6D6D5 proporciona un suministro a la base del transistor T1 en el modo de transmisión de una polarización constante que no depende del voltaje en el pin 6, es decir, en la configuración del nivel de ganancia de IF en el modo de recepción. La señal del micrófono llega a través del conector Ø3. La resistencia de corte R1 establece el nivel requerido de esta señal. El dispositivo IP1 controla la corriente consumida por la etapa final del amplificador de potencia. Los auriculares o un altavoz están conectados al conector Ø2. El transceptor es alimentado por una fuente de energía estabilizada a través del conector Ø4. La mayoría de los detalles del transceptor se encuentran en tres placas de circuito impreso correspondientes a sus tres bloques: principal, osciladores locales y amplificador de potencia Las fotos de estas placas de circuito impreso se muestran en la fig. 4. Las tablas están hechas de lámina de fibra de vidrio de una cara con un grosor de 1,5-2 mm. Como cables de placa se utilizan trozos de alambre de cobre plateado o estañado de 1,2-1,5 mm de espesor. En la fig. 5 muestra el PCB de la unidad principalY en la Fig. 6 - bloque de osciladores locales. Antes de instalar el microcircuito, sus conductores se acortan a 10 mm y se estañan cuidadosamente, utilizando siempre un disipador de calor (pinzas, alicates de punta de pato). Luego, los cables se insertan en los orificios de la placa de circuito impreso y, después de asegurarse de que los cables no estén mezclados, se desoldan. Se debe prestar especial atención a esta operación, ya que debido a la gran cantidad de pines, es bastante difícil desoldar un microcircuito instalado incorrectamente, especialmente si no usa boquillas especiales para un soldador. Además, en ausencia de experiencia, la reinstalación del microcircuito puede dañar los conductores impresos o el propio microcircuito. Las placas de circuito impreso de la unidad principal y la unidad del oscilador local, diseñadas para su uso en un transceptor multibanda, están diseñadas para los siguientes detalles: resistencias (excepto la resistencia R2 en la unidad principal) - MLT-0,25; resistencia R2 en la unidad principal - SP4-1; condensadores fijos (excepto electrolíticos) - KM-4 y KM-5, condensadores electrolíticos - K50-6; estranguladores de alta frecuencia - DM-0,1, relés - RES-15 (pasaporte RS4.591.004), inductores en el amplificador IF y en el oscilador local a 500 kHz - transformadores FFC-2 del receptor de radio Selga-404; resonador de cuarzo Pe1 - en el caso B1. También se pueden utilizar algunos otros tipos de componentes sin alterar las placas. Entonces, en lugar de la resistencia SP4-1, se puede usar SPO-0,5, los capacitores KM-4 y KM-5 que se usan en los circuitos de desacoplamiento se pueden reemplazar con KLS y KLG, y en otros circuitos con CT o KSO. Como inductores en amplificadores de FI y un oscilador local de 500 kHz, con la ligera corrección correspondiente de los conductores impresos, se pueden usar transformadores de FI de cualquier receptor de transistor con una relación de transformación de 20:1 a 10:1. Los transistores KT315 pueden tener cualquier índice de letras. También puede utilizar cualquier transistor npn de alta frecuencia de silicio (KT301, KT306, KT312). Solo debe tenerse en cuenta que como T1 y T2 de la unidad principal, es necesario usar transistores con Vst> 80, y T3 (unidad principal), T1 y T2 (unidad osciladora local) - con Vst> 40. Los transistores GT402 y GT404 se pueden reemplazar, por ejemplo, con transistores MP41 y MP38. Sin embargo, en este caso, una carga de baja resistencia (con una resistencia de aproximadamente 10 ohmios) solo se puede encender a través de un transformador reductor. Los microcircuitos K1US222 y K1US221 se pueden usar con cualquier índice de letras, pero luego es necesario seleccionar resistencias en los circuitos de alimentación para que el voltaje en el microcircuito no exceda el máximo permitido. Si un radioaficionado no tiene microcircuitos, se pueden hacer sus análogos: módulos en transistores KT301, KT306, KT312, KT315. Los módulos deben tener la forma adecuada para encajar en la placa en lugar del chip. Los diodos KD503 en los circuitos auxiliares se pueden reemplazar por casi cualquier diodo de alta frecuencia de silicio o germanio con corrientes inversas bajas (por ejemplo, D9K). Los diodos de alta frecuencia modernos (KD503, KD509, GD507) son los más adecuados para mezcladores de anillo, sin embargo, se obtienen resultados bastante satisfactorios cuando se usan diodos D18, D311, etc. En este caso, sin embargo, la sensibilidad del receptor se deteriorará un poco ( hasta 1,5-2 µV), pero otras características no cambiarán. Varicap KB 102 se puede reemplazar con D901 o D902. Los transformadores Tr1-Tr4 de los mezcladores de anillo están enrollados en núcleos K7X4X2 hechos de ferrita 600NN. También puede utilizar anillos de ferrita con una permeabilidad de 400-1000 y un diámetro exterior de 7-12 mm. Cada devanado contiene 34 vueltas de cable PEV-2 0,15. Los transformadores se enrollan con tres cables a la vez, que se trenzan previamente en un paquete. Debe tener cuidado al desoldar los devanados de los transformadores (los comienzos de los devanados están marcados en la Fig. 1 y la Fig. 5 con puntos). La bobina L4 del generador de rango suave está enrollada en un marco con un diámetro de 12 mm hecho de PTFE o poliestireno. Dispone de 33 vueltas de hilo PEV-2 0,35. Bobinado ordinario, bobina a bobina. La bobina está equipada con un núcleo de carbonilo de sintonización SCR-1. Su inductancia es de unos 9 μH. Las bobinas L1, L2 del filtro de paso de banda de entrada están enrolladas en marcos de los circuitos KB del receptor Speedol. Contienen 25 espiras de devanado ordinario denso con hilo PELSHO 0,1 (retirada a partir de la 4ª espira, contando desde la salida puesta a tierra). La inductancia de las bobinas es de unos 6,2 μH. El bloque amplificador de potencia no está diseñado para usarse con un transceptor multibanda, por lo que no se describe en detalle. Utiliza los mismos detalles que los otros dos bloques. Condensadores recortadores - 1KPVM-1. El filtro de paso de banda de entrada L1C1C2L2C3 es similar al FSS utilizado en la ruta de recepción. Las bobinas L3-L5 están enrolladas en un anillo K 12X6X4 hecho de ferrita M20VCh2 y tienen 2, 17 y 2 (con un grifo en el medio) vueltas de cable PEV-2 0,35, respectivamente. Para bobinar bobinas L6-L8, se utilizó un anillo K20X10X5 hecho de ferrita M50VCh2. Contienen, respectivamente, 2 (con un grifo en el medio), 16 y 2 vueltas de cable PEV-2 0,35. El diodo KD510 (D /) se puede reemplazar por cualquier silicio. Las piezas instaladas por el método de montaje con bisagras en el chasis (ver Fig. 4) pueden ser de cualquier tipo. Las excepciones son el relé P1 (RES-15, pasaporte RS4.591.004) y la resistencia variable R6. Esta resistencia debe ser de alta calidad. La inestabilidad de la resistencia, la irregularidad de su cambio afectará significativamente el funcionamiento del transceptor. De las piezas disponibles, las mejores para esta aplicación son las resistencias SP1, que ya han estado en funcionamiento durante algún tiempo ("lapeadas"). Dispositivo de medición IP1: con una corriente de desviación total de 0,5-1 A. Una de las posibles opciones de diseño para el transceptor se muestra en la Fig. 7.
La caja del transceptor está formada por dos piezas en forma de U, una de las cuales es la base y la otra es la tapa (no mostrada en la figura). Un chasis de metal plano 1 se fija en la base 3 con la ayuda de bastidores de 5-10 mm de altura 2. Las placas de la unidad principal 6, la unidad de oscilador local 12 y el amplificador de potencia 4 están instalados en el chasis agujeros rectangulares con dimensiones algo menores que las dimensiones de los tableros). Los transistores del amplificador de potencia están montados en un radiador 5, que es una placa de duraluminio de 5-10 mm de espesor. Una placa amplificadora está unida al radiador en cuatro bastidores. En la pared trasera de la base del transceptor hay conectores para conectar dispositivos externos: 7 - una antena común para la ruta de recepción y transmisión; 8-auriculares o altavoz; 9 - micrófono; 10 - fuente de alimentación; 11 - una antena receptora separada. En la pared frontal de la base del transceptor se fijan resistencias variables 14, con las que se realiza la sintonización de la frecuencia operativa, y 15, que sirve para ajustar la ganancia del receptor, así como el interruptor 16 "Recepción - transmisión" y el dispositivo de medición 17 para controlar la corriente de la etapa final del amplificador de potencia. El transceptor recibe alimentación de una fuente estabilizada independiente que proporciona +12 V en la salida con una corriente de hasta 1 A. El establecimiento del transceptor comienza con la configuración de los modos de operación de los transistores T1 y TK en la unidad principal. Para hacer esto, el interruptor B1 (ver Fig. 4) establece el modo "Recepción", y el control deslizante de la resistencia variable R3 se transfiere a la posición extrema derecha (según el diagrama). Al seleccionar la resistencia R4 en la unidad principal, el voltaje en el emisor del transistor T1 es de aproximadamente 2 V. Luego, al cambiar la resistencia de la resistencia R16, el voltaje en los emisores de los transistores T4 y T5 se establece en aproximadamente 6 V. Después de eso, comienzan a configurar el bloque del oscilador local. Se conecta un voltímetro de alta frecuencia con un límite de medición de 4 V al terminal 1 de la placa y, al girar el núcleo de sintonización de la bobina L2, se logra un voltaje de RF con una amplitud de aproximadamente 0,5 V. Luego se conecta el voltímetro de RF al terminal 2 y se comprueba el funcionamiento del generador de rango suave. La superposición requerida, de 4,1 a 4,15 MHz (con un margen de aproximadamente 5 kHz en los bordes) se establece seleccionando las resistencias R5 y R7 (ver Fig. 4) y ajustando el núcleo de la bobina L3. Si es necesario, se puede introducir un condensador adicional en el bloque del oscilador local (C3 en la Fig. 2). Se instala entre los terminales 6 y 7 de la placa del oscilador local. La amplitud del voltaje de RF en el pin 2 debe ser aproximadamente igual a 1,2 V. Al girar la perilla de "Configuración", verifique la irregularidad del voltaje del oscilador local en el rango. No debe exceder 0,1 V. Ahora puede comenzar a configurar la ruta de radiofrecuencia, la unidad principal del transceptor. Se conecta una carga al conector Ø2: un altavoz con una resistencia de 6-10 ohmios o su equivalente, una resistencia con la misma resistencia y una potencia de disipación de 0,5 W. En paralelo con la carga, se enciende un voltímetro de CA o un osciloscopio. El pin 4 de la placa principal tiene un cortocircuito temporal a tierra, lo que inhabilita el circuito de control automático de ganancia. En esta etapa de sintonización, es recomendable apagar también el generador de rango suave. Al tocar el pin 4 del chip MC2 con un dedo o un destornillador, se convencen de que el amplificador de graves está funcionando por la aparición de un fondo en la salida. Un generador de señal estándar está conectado en paralelo con la bobina L4. Habiendo ajustado el nivel de la señal a 20-50 mV, la frecuencia GSS se cambia en la región de 500 kHz hasta que aparece una señal en la salida del amplificador de graves. Sin cambiar la configuración del GSS, reduzca el nivel de su señal a 20 μV y conecte el GSS en paralelo con el condensador C11. Al girar el núcleo de sintonización del inductor L3, alcanzan el voltaje máximo en la salida del amplificador de graves. Luego, el GSS se conecta en paralelo con la bobina L1 y la bobina L2 también se ajusta al voltaje de salida máximo. Con esta configuración, el nivel de la señal GSS se reduce gradualmente a 1-2 μV. Si un radioaficionado tiene a su disposición un generador de frecuencia de barrido de 500 kHz, entonces los capacitores C8 y SI pueden seleccionarse por la menor irregularidad en la banda de paso (contrariamente a la creencia popular entre los radioaficionados, estos capacitores prácticamente no tienen efecto sobre la pérdida de inserción). Es posible realizar tal ajuste sin un GKCH solo con un GSS altamente estable. Debido a la inclinación de las pendientes en las caídas de la respuesta de frecuencia EMF, la señal en la salida del transceptor puede cambiar de 3 a 6 dB solo debido a la operación inestable del GSS (es suficiente que su frecuencia se desvíe en 100 Hz durante Afinación). Para ajustar la entrada y salida del EMF usando el GSS, la frecuencia se establece en un punto correspondiente a una de las caídas en la característica de frecuencia de amplitud, y seleccionando los condensadores C8 y SI (es útil conectar temporalmente los condensadores de sintonización) , se alcanza el voltaje máximo en la salida del amplificador de graves. Las ondas en la banda de paso presentadas en la primera parte del artículo corresponden al caso de sintonización óptima de los circuitos de entrada y salida EMF. Con partes reparables y pérdidas en el EMF de no más de 6 dB, la sensibilidad de la ruta desde la entrada L1 no debería ser peor que 0,5 μV. Dado que en condiciones de aficionado es difícil medir la sensibilidad mejor que 1 μV debido a la fuga de la señal, la operación de la ruta debe considerarse normal si, a un nivel de señal GSS de 1 μV, la señal excede significativamente (10 o más veces) el ruido. En ausencia de una señal, el nivel de ruido con una carga de 8 ohmios del amplificador de graves no debe ser superior a 10 mV. Al encender el generador de rango suave, sintonice la entrada FSS del receptor. Para hacer esto, una señal del GSS con una amplitud de 5-10 μV y una frecuencia de 3,625 MHz se alimenta a la entrada del receptor y la perilla de sintonización del transceptor se gira hasta que aparece una señal con una frecuencia de aproximadamente 1 kHz en la salida. del amplificador de graves del receptor. Los circuitos FSS L1C1 y L2C3 (Fig. 4) se ajustan al voltaje máximo en la salida del amplificador de graves. En el proceso de sintonización de la ruta de radiofrecuencia, es necesario asegurarse de que las etapas de los amplificadores IF y LF no estén sobrecargadas. En la práctica, esto significa que el voltaje en la salida del amplificador de graves, en cualquier caso, no debe exceder los 2-3 V. Al final de la sintonización de la ruta de radiofrecuencia en el modo "Recepción", se calibra la escala del transceptor. La configuración del transceptor en el modo "Transmisión" también comienza con la unidad principal. No se suministra energía al amplificador de potencia en la etapa inicial de configuración. Se conecta un micrófono al conector ShZ, que el radioaficionado pretende utilizar con el transceptor en el futuro. Se conecta un milivoltímetro o un osciloscopio a la salida del chip MC3. Diciendo una "A" larga (la distancia al micrófono y el nivel de volumen deben ser los mismos que serán en el futuro cuando se trabaje en el aire), la resistencia de sintonización R1 (Fig. 4) establece el nivel de la señal en la salida del chip MC3 a 0,1-0,15, 15 V. Después de eso, se conecta un trozo de cable al terminal 2 de la placa de la unidad principal y la señal SSB generada se escucha en el receptor auxiliar. La supresión máxima de la portadora se establece mediante la resistencia de ajuste RXNUMX, El amplificador de potencia se configura por separado. Después de aplicarle energía, configure el modo del transistor T1. La corriente a través del transistor debe ser de aproximadamente 50 mA. Está controlado por la caída de voltaje a través de la resistencia R4, incluida en el circuito emisor del transistor T1. Luego, se conecta un equivalente de antena al conector Ø1 (una resistencia con una resistencia de 75 ohmios y una potencia de disipación de aproximadamente 5 W). Puede estar formado por varias resistencias más grandes conectadas en paralelo, por ejemplo, a partir de tres resistencias MLT-2 con una resistencia de 220 ohmios cada una. Se suministra una señal con una frecuencia de 2 MHz y una amplitud de 3,625-0,1 V a la salida 0,15 de la placa del amplificador de potencia del GSS Al conectar un voltímetro de RF a la base del transistor T1, configure el filtro de paso de banda L1C1C2L2C3, luego, al encender el voltímetro en paralelo con el equivalente de la antena, sintonice secuencialmente los circuitos oscilatorios L4C7C8 y L7C13C14. Durante el proceso de sintonización, el valor de la señal GSS se reduce gradualmente a 20-30 mV. La sintonización se completa seleccionando la conexión óptima con la antena cambiando el número de vueltas de la bobina de comunicación L8. El criterio de sintonización es una duplicación del voltaje de salida del transmisor cuando el equivalente de antena está apagado. Cuando se aplica una señal desde el GSS, la corriente consumida por la etapa final debe ser de 0,5 a 0,7 A. Una vez restaurada la conexión entre la placa principal y la placa del amplificador de potencia, se verifica la transmisión del transceptor como un todo. La señal se escucha en el receptor auxiliar de comunicaciones. A diferencia de la unidad principal y la unidad del oscilador local, en el amplificador de potencia se utilizan componentes más escasos. Esto fue causado por el deseo de crear un transceptor de semiconductores con una potencia de salida de 5 vatios. Los intentos de utilizar transistores menos escasos en el amplificador de potencia no tuvieron éxito. En el caso de que el radioaficionado no obtenga los transistores KT606 y KT904, puede hacer un amplificador de potencia de lámpara. El esquema de dicho amplificador se muestra en la fig. 8. Cuando se utiliza con la unidad principal descrita, al igual que un amplificador de potencia de estado sólido, proporciona una potencia de salida máxima de aproximadamente 5W.
Se suministra una señal de RF al pin 2 desde la unidad principal, a los pines 3 y 4, un voltaje de +290 V, al pin 7, un voltaje alterno de 6,3 V. Los pines 5 y 6 están diseñados para conectar una antena. La tensión de alimentación al terminal 4 se suministra a través de un dispositivo de medición con una corriente de desviación total de 70-100 mA. El esquema de control del transceptor permanece prácticamente sin cambios. Con un amplificador de potencia de válvulas, los contactos superiores del interruptor B1 (Fig. 4) se utilizan para suministrar + 290 V a la unidad amplificadora de potencia y los inferiores para suministrar + 12 V a las unidades transceptoras restantes. Autores: B. Stepanov (UW3AX), G. Shulgin (UA3ACM), Moscú; Publicación: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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Comentarios sobre el artículo: Grysh En el circuito GPA, no hay capacitor de aislamiento entre el emisor T1 y la base T2.
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