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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Transceptor DM-2002. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / radiocomunicaciones civiles "No hay 'pequeñas cosas' en un buen diseño, e incluso la fuente de alimentación requiere la misma atención que el camino principal", dice Cyrus Pinelis (YL2PU), el autor de este transceptor. Muchos están familiarizados con sus diseños anteriores de transceptores de onda corta, el "Largo-91" y el "D-94". En su nuevo desarrollo, el autor logró lograr las características de la vía de recepción comparables y, en cierto modo, superiores a las características de los mejores receptores profesionales. La experiencia ha demostrado que es posible fabricar un buen transceptor en casa. Los muchos años de trabajo del autor ayudarán a un radioaficionado medianamente calificado a construir una buena ruta de recepción de radio. Antes de comenzar a repetir este transceptor, repase una vez más algunas de las premisas teóricas [1-3] que formaron la base para construir su ruta de recepción. La atención del autor se centró en obtener características dinámicas altas del receptor, como principales, dada la carga de trabajo actual de la radioafición (lamentablemente, no solo las estaciones de radioaficionados) y la alta densidad de estaciones en algunas ciudades. La versión propuesta del transceptor fue desarrollada por el autor en base a las recomendaciones para construir una ruta de recepción de alta calidad establecidas en [1, 2], a saber: a) construir un camino con una sola conversión de frecuencia; b) antes del primer filtro de la selección principal, se debe proporcionar la ganancia mínima necesaria manteniendo la linealidad en todo el rango de la señal; c) ausencia de ajustes y elementos no lineales antes del primer FOS; d) solo mezcladores pasivos balanceados de alto nivel; e) el nivel de ruido de su propio oscilador local debe ser al menos 3 dB más bajo que la pista de ruido del trayecto de recepción; f) utilizar filtros de alta calidad para la selección principal, y en la banda de entrada del receptor, también filtros de alta calidad con una relación de frecuencia inferior a 1:2; g) para asegurar altos parámetros en términos de dinámica, asegurar la misma alta selectividad (>140 dB en el canal adyacente), sujeto al mínimo ruido de fase y selección secuencial. Al probar y medir los principales parámetros del transceptor, que fueron realizados por Peter Brecht (DL40BY) y Uwe Loebel (DL1DSL) en el laboratorio de Stabo Elektronik GmbH & KoG en Hildesheim (Alemania), se hicieron recomendaciones sobre el uso de un mezclador de ultra alto nivel y en las características de su instalación, lo que permitió aumentar los parámetros de bloqueo. El transceptor "DM-2002" le permite trabajar por teléfono (SSB) y telégrafo (CW) en cualquiera de las nueve bandas KB amateur. Datos técnicos principales:
Una pequeña digresión teórica... Según [3], el rango dinámico de señal única (DB0) caracteriza mejor el funcionamiento del receptor en condiciones reales, ya que permite estimar el nivel máximo de interferencia que degrada la recepción, y muestra la estabilidad del receptor ante los fenómenos de "obstrucción" (bloqueo) y modulación cruzada. DB1 está limitado desde abajo por el ruido mínimo del receptor: Prf = (-174) + Frx + (101g Bp), donde Frx - ruido propio del receptor <10 dB; Вp es el ancho de banda del filtro de la selección principal del receptor en Hz; y desde arriba: los límites de la parte lineal de las características de sus cascadas IP3, es decir, el punto donde la señal en la salida del receptor comienza a disminuir (en 3 dB) cuando la señal de interferencia alcanza su nivel máximo. Para mayor claridad, pasemos a la Fig. 1 tomado de [2].
El intervalo que separa el punto IP3 del ruido de fondo Prf del receptor debe ser lo más grande posible, ya que define dos parámetros: el rango dinámico de bloqueo DB y el rango dinámico de intermodulación DB3. DB1 es el rango de linealidad de la respuesta dinámica del receptor; DB3: rango de procesamiento "sin intermodulación" de una señal simétrica de dos tonos. El límite inferior de ambos rangos dinámicos es Prf. El rango dinámico de IM es más importante porque está determinado por el nivel de potencia Ps3 del inevitable ruido de IM de tercer orden del receptor, que es el mismo que Prf. Con Ps3 = Prf, el nivel de interferencia (ruido e intermodulación) aumenta en 3 dB, lo que provoca un deterioro en el umbral de sensibilidad del receptor en estos 3 dB. Explicaciones para la fig. una:
El transceptor está hecho de acuerdo con el circuito superheterodino con una conversión de frecuencia. Su diagrama de bloques se muestra en la fig. 2. El dispositivo consta de catorce unidades funcionales estructuralmente completas A1 -A14.
Al recibir, la señal de la antena a través de uno de los filtros de paso bajo ubicados en el nodo A1 y un atenuador de dos secciones ubicado en el nodo A2 ingresa al nodo A3. En el nodo A3 existen filtros paso banda, comunes, como un filtro paso bajo, tanto para recepción como para transmisión. Luego, la señal ingresa al nodo A4-1, donde se encuentran el primer mezclador transceptor, dos etapas pre-IF, el primer filtro de selección principal, así como las etapas de búfer de la IF, el oscilador local y la ruta de transmisión. El primer mezclador del transceptor es reversible, común para los caminos de recepción y transmisión. A elección del operador, puede operar en dos modos: pasivo o activo, con una ganancia de hasta +4 dB. Se aplica un voltaje de oscilador local sinusoidal (VFO) al mezclador a través de un amplificador de banda ancha. ¿Por qué no serpentear? Sí, un meandro ideal con frentes menores de 4 no estaría mal si… ¡Aquí está el escollo! Obtener frentes de 4 o menos con un ciclo de trabajo de uno es un gran problema técnico y cualquier mini-inductancia o mini-reactividad crea problemas de fluencia del frente (esto es instalación y mucho más...). Además, no se olvide de la fuga de armónicos de estos frentes "empinados". Incluso si no hay una fuga directa, esto sin duda contribuirá al ruido del tracto. Por supuesto, en condiciones industriales todo esto se puede resolver, pero no en casa, en la rodilla ... ¡hola! Se presta especial atención en la ruta de recepción del transceptor a la distribución óptima del nivel de la señal sobre las cascadas y la obtención de los valores máximos de la relación señal-ruido. Dos cascadas de amplificadores preliminares, frente al primer FOS, compensan la atenuación total en el LPF, DFT y mezclador. El transceptor utiliza un esquema de selección de señal de FI secuencial. Un fuerte argumento a favor de tal solución es la recomendación dada en [3]: "En un receptor diseñado adecuadamente, la atenuación FOS fuera de la banda de paso debe ser igual al valor de un receptor DD de señal única. Aumentando uno de estos valores sin aumentar el otro es prácticamente inútil. ... Además, la ganancia total de la FI debe ser menor que la atenuación del FOS fuera de la banda de paso, de lo contrario, las señales fuertes fuera de banda se amplificarán junto con las útiles débiles. e interferir con la recepción. En otras palabras, para obtener un nivel de bloqueo de señal (rango dinámico de señal única) de 130...140 dB, el FOS también debe proporcionar atenuación más allá de la banda de paso de 130...140 dB (al menos en canales de ± 5...10 kHz de la señal). En consecuencia, cuanto mayor sea el dígito de bloqueo, mayores serán las puntuaciones de DB3. Como puede ver, no es realista resolver este problema con un filtro. La salida es la siguiente: haga que la FI no gane más de 50 ... 60 dB, y en la salida de la ruta, como elemento de comunicación entre la FI y el detector, coloque un segundo filtro, y no un promedio "limpieza", pero una completa, similar a la primera FOS. Es bastante natural que las características de los filtros sean idénticas. Según cálculos aproximados, con una atenuación del filtro fuera de banda, por ejemplo, 80 dB, y una ganancia de FI = 50 dB, solo quedan 30 dB de la selección del primer filtro, que es claramente pequeño para el camino. Pero cuando activamos otro filtro similar, obtenemos 30 + 80 = 110 dB. En el transceptor con filtros fabricado por el autor, la selectividad en el canal adyacente (con una desintonización de ±5 kHz de la banda) fue de 150 dB. Esta práctica de construir el camino IF es utilizada por el autor ya en el tercer desarrollo. Entonces, después del primer FOS y el siguiente amplificador de banda ancha, que compensa las pérdidas en el filtro, la señal recibida ingresa al nodo A4-2. El nodo A4-2 contiene el IF principal, el segundo FOS para SSB y CW, el detector y el ULF preliminar. La señal del generador de frecuencia de referencia se envía al detector desde el nodo A6-2. Luego, la señal recibida ingresa al nodo A5, donde se amplifica y procesa a baja frecuencia. El nodo A5 contiene un filtro de paso bajo pasivo con un ancho de banda de aproximadamente 3 kHz y un filtro activo con un ancho de banda de 240 Hz para aumentar la selección en modo CW. El ULF final y el amplificador AGC también se encuentran allí.El sistema AGC controla solo la FI principal. No hay ajustes en las etapas preliminares de la FI, ya que contradicen las leyes de construcción de un camino lineal. En el modo de transmisión, la señal del micrófono se envía al nodo A6-1. Incluye un amplificador de micrófono y un procesador de "voz" con dos EMF. Además, la señal ingresa al nodo A6-2, donde se encuentran los generadores de referencia de las bandas superior e inferior, el modelador y amplificador ajustable de la señal DSB, así como el modelador de la señal CW. Desde la salida del nodo A6-2, la señal DSB o CW generada ingresa al nodo A4-2. Aquí la señal pasa a través de uno de los filtros, ya sea de banda ancha, con la selección de la señal SSB, o CW de banda estrecha. Luego, la señal ingresa al nodo mezclador A4-1, donde se transfiere a una de las frecuencias operativas del transceptor. Después de pasar por la DFT, nodo A3, la señal es amplificada por el amplificador de potencia del transceptor ubicado en el nodo A2. Además, a través del filtro de paso bajo del nodo A1, la señal ingresa a la antena. La conmutación de los elementos de conmutación de los rangos en los nodos A1, A3 y los bloques de osciladores locales es controlada por el nodo A9. El nodo A7 contiene VOX, anti-VOX y claves que forman las señales de control para los modos de recepción (RX) y transmisión (TX) del transceptor. Un transceptor moderno de alta calidad incluye, como oscilador local, un sintetizador de frecuencia. Por el momento, para un receptor con un gran rango dinámico y alta sensibilidad, es extremadamente difícil construir un sintetizador con bajo ruido de fase en casa. Es el ruido de fase el que afecta a la selectividad en el canal adyacente, y para nuestro transceptor esta cifra debería estar en un nivel > -140 dB/Hz, lo que no es del todo realista. Como alternativa, el uso de heterodinos LC convencionales en conjunto con un sistema de mantenimiento de estabilidad de frecuencia (FLL + DPKD), lo que facilita su repetición en casa. Los parámetros declarados del receptor transceptor se obtuvieron utilizando osciladores locales LC convencionales, con un ruido de fase mínimo. Después de ellos, se utilizaron filtros de baja frecuencia de al menos el 5º orden. Hay dos osciladores locales de este tipo en el transceptor, los nodos A12 y A13. El uso de un sistema de control proporcional para la frecuencia de uno de los osciladores locales, el nodo A10, permitió obtener una estabilidad mejor que 10 Hz/h. En el nodo A8 existe un divisor de frecuencia del oscilador local A12 y común para ambos generadores LPF. Nodo A11 - balanza digital. El transceptor está alimentado por el nodo A14. Las partes digital y analógica del transceptor están alimentadas por fuentes y reguladores separados. Además, se utilizan estabilizadores locales de baja potencia en las placas del transceptor. Todos los nodos transceptores se describirán con más detalle en las secciones correspondientes. Nodo A1. Filtros de paso bajo El circuito (Fig. 3) consta de cinco LPF de quinto orden. Para los rangos de 5.. .7 MHz se utilizan filtros elípticos de paso bajo, ya que tienen una mayor pendiente de las pendientes.
Nodo A2. Amplificador de potencia del transmisor. Amplificador de potencia del transceptor de banda ancha (Fig. 4) - dos etapas. A la entrada del amplificador se incluye un atenuador R2-R4 con atenuación de -3 dB. El modo de funcionamiento del transistor VT2 lo establece la resistencia de ajuste R12.
Para evitar la autoexcitación del transistor VT2, se coloca un anillo de ferrita en su salida de drenaje. Los relés K1 y el cortocircuito conectan la entrada y la salida del amplificador a la ruta de la señal en el modo de transmisión. Los relés K4 y K5 incluyen enlaces atenuadores -10 dB (R19-R21) y -20 dB (R22-R24) en el circuito de señal en modo recepción. Los atenuadores están separados del PA por una partición de blindaje. Elementos R17, VD3, R18, C16, C17: circuitos para indicar la potencia de salida del transceptor. El autor probó el amplificador con dos transistores KP907A conectados en paralelo, así como con dos KP901A. En ambos casos, la potencia de salida fue de unos 40 W, con una corriente de etapa de salida de alrededor de 1 A. El uso de KP901A no es deseable, ya que no permite obtener una respuesta de frecuencia uniforme del amplificador. El bloqueo de la respuesta de frecuencia por encima de 15 MHz no elimina ni siquiera la selección de transistores y elementos de corrección en la primera etapa. Tres amplificadores hechos en fila en KP907A mostraron una buena repetibilidad y no fue necesario corregir la respuesta de frecuencia. Nodo A3. Filtros de entrada (DFT). Se utilizaron siete filtros de la estructura 3m para cubrir todos los rangos [5]. El esquema de filtro se muestra en la fig. XNUMX.
La implementación de los filtros de entrada debe abordarse con mucha responsabilidad, ya que la atenuación en la banda y, por lo tanto, la relación señal/ruido, dependerá de la calidad de su fabricación y sintonización. El factor de calidad de todas las bobinas no debe ser inferior a 200, y preferiblemente superior ... Por razones de diseño, la ruta de radio principal del transceptor se divide en dos nodos: A4-1 y A4-2. El nodo A4-1 (Fig. 6) contiene el primer mezclador, los preamplificadores de FI, el primer filtro de selección principal, el amplificador de señal del oscilador local, el amplificador de señal de la ruta de transmisión y el interruptor de señal. La ganancia total de esta parte del trayecto radioeléctrico no supera los 10 dB. Todas las etapas del nodo utilizan tecnología de 50 ohmios.
En el modo de recepción, la señal del DFT (ver Fig. 5 en la primera parte del artículo) se alimenta al pin 1 del nodo A4 - 1. En la entrada de la ruta para suprimir la interferencia de radio en la frecuencia intermedia del transceptor (8,862 MHz), el filtro de muesca L1C1, ZQ1 - ZQ3 está encendido. El primer mezclador del transceptor es reversible, común para los caminos de recepción y transmisión. Está hecho de acuerdo con un circuito equilibrado en transformadores de banda ancha T1 - TZ y un chip DA1 del tipo KR590KN8A, que se muestra en la fig. 6 como dos transistores. El microcircuito KR590KN8A es un interruptor analógico de cuatro canales de alta velocidad; cuatro transistores de efecto de campo con las mismas características en un sustrato común. Los transistores del microcircuito están conectados en paralelo al circuito mezclador, dos en cada brazo (en la Fig. 6, los números de pin del microcircuito se indican entre paréntesis). Tal inclusión hizo posible obtener una baja resistencia del drenaje de canal abierto - fuente de transistores, menos que, por ejemplo, en KP905, lo que redujo significativamente las pérdidas en el mezclador en el modo pasivo. Como ya se mencionó, el mezclador puede funcionar en dos modos: pasivo y activo. El modo de mezclador activo, con una ganancia de +3 ... 4 dB, se enciende aplicando un voltaje de suministro de +15 V al pin 2 del nodo A4 - 1. Se suministra una señal de oscilador local sinusoidal a las puertas de los transistores mezcladores a través de un transformador balun TZ, previamente amplificado a un nivel de 3 ... 4 V por un amplificador de banda ancha basado en un transistor VT2. El voltaje de la señal del oscilador local aplicado a la entrada del amplificador, terminal 4 del nodo A4 - 1, no debe exceder los 200 mV. Un circuito de adaptación L2, C17, R17, L3, C16, el llamado diplexor, está conectado a la salida del mezclador. Sus tareas son mejorar el rango dinámico del mezclador, aislar la señal de frecuencia intermedia y eliminar las cascadas posteriores de la FI tanto como sea posible del "ramo" de productos de conversión. La señal IF seleccionada a través de un interruptor en el diodo VD2 se alimenta a amplificadores preliminares de bajo ruido y alta linealidad hechos en los transistores VT3, VT4 de acuerdo con el circuito amplificador con retroalimentación negativa reactiva [1]. Los amplificadores de este tipo tienen una alta sensibilidad y un amplio rango dinámico. Para aumentar la estabilidad de la operación, las etapas del amplificador son estabilizadas por la corriente base. Además, para evitar la excitación a frecuencias de microondas, se colocan anillos de ferrita en los terminales de los colectores de los transistores VT3, VT4, indicados en el diagrama - FR Para debilitar el coeficiente de retroalimentación de la señal, los amplificadores se desacoplan entre sí a través de un atenuador en resistencias R25 - R27 con valor de atenuación - 3 dB. Un filtro de la selección principal ZQ4 está conectado a la salida del amplificador en el transistor VT8 a través de un transformador elevador T4. El circuito del filtro se muestra en la fig. 7.
Está hecho de acuerdo con el esquema de un filtro de escalera de enlaces múltiples en siete resonadores de cuarzo ZQ1 - ZQ7. El prototipo se "asomó" en los esquemas de los antiguos receptores del ejército del tipo R-154 ("Amur", "Molibdeno"), donde se utilizaron cristales antiguos de baja calidad a 128 kHz. En resonadores modernos diseñados para decodificadores de televisión PAL / SECAM, los filtros resultaron con las siguientes características:
Los resonadores, que se muestran en el diagrama con una línea de puntos, se pueden instalar si la pendiente de las pendientes del filtro es insuficiente. Después del filtro, la señal se alimenta a través de un transformador reductor T9 a un amplificador de banda ancha basado en un transistor VT5. El transistor está conectado de acuerdo con el circuito de puerta común, funciona con una corriente de drenaje relativamente grande, tiene un ruido intrínseco bajo y un rango dinámico amplio. Su tarea es compensar la atenuación en el filtro y los transformadores. Desde la derivación del transformador T10 a través del condensador C3O y la salida 8 del nodo, la señal recibida se alimenta al IF principal, nodo A4 - 2. En el modo de transmisión, la señal formada en el nodo A4 - 2 CW o SSB se alimenta al pin 3 del nodo A4 - 1, la entrada del amplificador de banda ancha de la ruta de transmisión, realizada en el transistor VT1. Desde la salida del amplificador, la señal a través del condensador C5 y el interruptor del diodo VD1 se alimenta al mezclador T1 - T1 DA1, donde se transfiere a una de las frecuencias operativas del transceptor. A través del pin 4 del nodo A1 - 3, la señal se envía al nodo AXNUMX (DFT). El paso de la señal en las direcciones correspondientes a los modos de recepción y transmisión está controlado por un interruptor en diodos pin VD1VD2 del tipo KA507A. Los diodos se desbloquean cuando se aplica un voltaje de control al pin 6 (RX) o al pin 7 (TX) desde el nodo A9 del transceptor. La elección de estos diodos no es casual. En estado abierto, su resistencia es de 0,1 ... 0,4 ohmios y pueden transmitir una potencia de hasta 500 vatios. Los mismos circuitos suministran voltaje a las etapas amplificadoras del nodo, operando en los modos apropiados. El diagrama del amplificador de FI principal, el nodo A4 - 2 se muestra en la fig. 8. La impedancia de salida del nodo A4 - 1 y el nodo de entrada A4 - 2 - alrededor de 50 ohmios, lo que le permite conectarlos con un cable coaxial de RF. La etapa de entrada en los transistores VT1, VTV, conectada de acuerdo con el circuito de puerta común, tiene una pequeña ganancia, bajo ruido y un amplio rango dinámico. La cascada se carga en el circuito resonante L1C3 sintonizado a la frecuencia IF.
La ganancia principal de IF se lleva a cabo mediante un amplificador de cuatro etapas en transistores de efecto de campo de dos puertas VT2 - VT4, VT10. El voltaje en las primeras puertas de los transistores se estabiliza en +3 V por el diodo zener VD1. Las segundas puertas de los transistores proporcionan control de ganancia manual o automático (AGC), así como bloqueo automático de la FI durante la transmisión. Para hacer esto, se suministra un voltaje de control de 2 a +0 V desde el nodo A8 a las puertas del transistor a través del terminal 5 del nodo. La ganancia de la ruta IF del nodo A4 - 2 no supera los 60 dB. Las cascadas en los transistores VT2, VT3, VT10 tienen un Ku de aproximadamente 16 dB cada una, una cascada en VT4, aproximadamente 6 dB. La elección de esta distribución de ganancia es importante, y el modo de estas etapas se elige en función de muchos requisitos, siendo los principales una respuesta muy lineal del control AGC en la segunda puerta y un modo de ruido suave del amplificador. Por las mismas razones de mantener la linealidad, el autor utilizó transistores KP350 en la UFC, y no los "exóticos" BF981, que tienen una característica de control corto para la segunda puerta, aunque tienen mejores parámetros de ruido. Entre la tercera (VT4) y la cuarta (VT10) etapas de la FI se incluyen los filtros ZQ1 (SSB) y ZQ2 (CW). Al recibir una señal, funcionan como el segundo FOS, y al transmitir, funcionan como los principales que forman la señal. Los filtros se conmutan mediante contactos de relé K1 y K2. El circuito y los parámetros del filtro ZQ1 son idénticos al filtro ZQ4 en el nodo A4 - 1. El filtro de cuarzo de banda estrecha para operación telegráfica ZQ2 se fabrica de acuerdo con el circuito que se muestra en la fig. 9 y tiene las siguientes características:
La resistencia de salida de la cascada en el transistor VT4 y la resistencia de entrada en VT5, VT10 son aproximadamente iguales a 5 kOhm. Las bajas resistencias de entrada y salida de los filtros ZQ1, ZQ2 se combinan con estas etapas mediante enlaces reactivos (circuitos P) L8 - L11, C23 - C30. Esta opción de emparejamiento permitió reducir drásticamente la atenuación en los filtros. De la carga de la última etapa de la FI, el circuito L4L5, la señal llega al detector clave, el transistor VT12. La señal de frecuencia de referencia se envía a la puerta del transistor a través del pin 8 desde el nodo A6. La señal de baja frecuencia aislada en el detector, a través del filtro de paso bajo C57L15C58, llega a la primera etapa ULF, realizada en los transistores VT13, VT14, y luego a través del capacitor C61 a la salida del nodo, pin 7. Esta etapa debe enfatizarse. Dado que toda la conversión y el procesamiento de señales en el nodo A4 se producen a niveles bajos (de 0,1 a 300 μV), el amplificador de graves del transceptor tiene una sensibilidad muy alta y una gran ganancia, aproximadamente + 74 dB. Y aquí, a su vez, surgen problemas de interferencia. La cascada en los transistores VT13, VT14 se denomina seguidor de emisor Shiklai complementario compuesto. Tiene características notables para nuestro caso. Su coeficiente de transmisión es cercano a la unidad en todo el rango de bajas frecuencias, la impedancia de entrada es de aproximadamente 1 MΩ, pero la salida es de solo 1,5 Ω, es decir, no carga la etapa amplificadora que le sigue. ¡Asombroso! Resulta que la señal entra de manera segura en el ULF principal, y qué interferencia puede haber si la fuente de la señal tiene Rout = 1,5 Ohm, o en otras palabras, ¡la entrada ULF está en cortocircuito! En el modo de transmisión, la señal proveniente del nodo A6 DSB o CW se alimenta (a través del pin 10) a la cascada conmutada en el transistor VT8. El funcionamiento de la cascada está controlado por una tecla en el transistor VT9. Luego, la señal pasa a través de uno de los filtros: ya sea ZQ1 con extracción de señal SSB o CW ZQ2 de banda estrecha. El amplificador de cascodo resonante basado en transistores VT5, VT6, siguiendo los filtros, tiene una baja capacitancia de entrada, buen desacoplamiento entrada/salida, y un Ku de unos 16 dB. En el transistor VT7: una tecla que controla el funcionamiento de la cascada durante la transmisión. La señal llega a la placa mezcladora A4 - 1 desde la bobina de acoplamiento L7 del amplificador cascode. Al transmitir, se usa uno de los filtros del único nodo A4 - 2. Un intento de trabajar en la transmisión con los filtros de dos nodos conectados en serie no se reflejó en el diseño del transceptor debido a que los corresponsales leen mal la señal . La cascada en el transistor VT11 está diseñada para escuchar la señal durante la transmisión. El nivel de la señal del oyente se regula aplicando un voltaje de control a la segunda puerta del transistor a través del pin 9 del nodo. La señal se toma de la bobina de acoplamiento L7 de la etapa de salida de la ruta de transmisión del nodo A4 2 a través de los condensadores C40 y C53. La cadena VD2 - VD4, R20, C32, C3Z, L12, así como el diodo VD5, permiten desacoplar completamente las etapas conmutadas, eliminar el ruido de conmutación, especialmente en etapas que contienen una inductancia de más de 100 μH. Nodo A5. Los principales ULF y AGC La señal de baja frecuencia de la salida del nodo A4-2 se alimenta a la entrada del nodo A5 en el pin 1 (Fig. 10).
La primera etapa ULF está hecha en el chip DA1 (KR538UNZA), un amplificador de bajo ruido especialmente diseñado para trabajar con fuentes de señal de audio de baja resistencia. En la opción de conmutación típica aplicada, el microcircuito proporciona amplificación de señal hasta +47 dB. La cascada que lo sigue en los transistores VT1 y VT2 (el seguidor de emisor de Shiklai ya nos es familiar) no lo carga. Desde la salida del repetidor, la señal va al filtro pasabanda pasabajos L1-L5C11-C15, que selecciona la banda de frecuencias de 250...300 Hz a 3500...4000 Hz con atenuación en los bordes mejor que 30 dB. En otras palabras, resulta algo similar a la EMF, pero solo en las frecuencias bajas. Tales características del filtro se obtienen solo con una coincidencia exacta de su impedancia de entrada y salida igual a 204 Ohm, y el valor de tolerancia de los elementos del filtro LC es inferior al 5% [4]. La entrada del filtro está conectada a la cascada en los transistores VT1, VT2 a través de una resistencia R5 conectada en serie de 200 ohmios, y dado que la Rout del seguidor del emisor es de 1,5 ohmios, ¡entonces la coincidencia es casi perfecta! También se incluye una resistencia de carga R6 en la salida del filtro. Después del filtro, a través de los contactos normalmente cerrados del relé K1, la señal (punto A en la Fig. 10) ingresa a las entradas del interruptor de señal de baja frecuencia de dos canales: el microcircuito DA4. Allí, en el modo de transmisión, se suministra una señal de autocontrol de señal telegráfica desde el nodo A6. El cambio del interruptor ocurre cuando se aplica una señal de control al pin 4 desde el nodo A7 del transceptor, es decir, cuando se cambia de recepción a transmisión. Desde la salida del canal 1 del microcircuito DA4, la señal se alimenta a la entrada del amplificador AGC (punto B). Desde la salida del canal 2 - hasta la entrada de un amplificador de potencia (punto C), hecho de acuerdo con un circuito de conmutación típico en un chip DA5 En la entrada PA, se instala un control de volumen remoto, hecho en un optoacoplador U1. A pesar del rango de control poco profundo, esta opción es una buena alternativa al potenciómetro clásico con sus cables de conexión largos y, a menudo, una fuente de interferencia y fondo. Para aumentar la selección al recibir señales telegráficas y digitales, se instala un filtro de paso bajo activo en el nodo A5, realizado en los microcircuitos DA2 y DA3. El ancho de banda del filtro para niveles de -6 dB y -20 dB es de 240 y 660 Hz, respectivamente. Esto es suficiente incluso para el funcionamiento de PSK, dado que el nodo A4-2 también tiene un filtro de cuarzo con una banda de 800 Hz. El filtro está conectado al circuito de ruta de baja frecuencia mediante contactos de relé K1 (K1.1 y K1.2) cuando se aplica voltaje de +2 V a la salida del nodo 15. En principio, se pueden instalar potenciómetros duales en el filtro activo para cambiar su frecuencia de sintonización dentro de pequeños límites o, habiendo complicado un poco el circuito, haga una muesca, similar al filtro "Mot.sp" [1,2]. El amplificador AGC está hecho con transistores VT3-VT8. La señal, amplificada por cascadas en VT3VT4, a través de detectores de duplicación de voltaje y un elemento "Y" hecho en diodos VD3-VD7, carga dos circuitos RC con diferentes constantes de tiempo: R18C36 y R19C35. En el amplificador de CC del VT5VT6, se genera la señal de control AGC. La resistencia de construcción R7 en la entrada del amplificador se usa para establecer el nivel de operación de AGC. El autor en el transceptor tiene este nivel: alrededor de 2 μV. La resistencia de construcción R22 regula la pendiente de la característica de control del sistema AGC. El transistor VT5 no debe usarse con una pendiente alta. El voltaje a través de la resistencia R21 en la fuente del transistor no debe exceder los 1,2 V (referencia para el control). El voltaje de control del AGC se elimina del colector del transistor VT6 y se conecta un medidor S al emisor del transistor. Las cascadas en los transistores VT7 y VT8 proporcionan un pequeño retraso para establecer transitorios durante la transición de recepción a transmisión y viceversa. Las pruebas prácticas del AGC mostraron los siguientes resultados: cuando la señal en la entrada del transceptor cambió de 2 μV a 1 V, la señal de salida cambió en no más de 5 dB, y con una sintonización más cuidadosa, en no más de 3 dB. El rango de ajuste de AGC fue de aproximadamente 114 dB, que es suficiente para una buena ruta de recepción. Es recomendable introducir una resistencia de 1 Ohm en el circuito base del transistor VT6 (Fig. 560), conectándolo entre la terminal base y el cable común. Esto simplificará aún más la configuración de la corriente de reposo de este transistor. La ruta de transmisión del transceptor comienza desde el nodo A6, que está estructuralmente dividido en dos partes: los nodos A6-1 y A6-2. Para aumentar la eficiencia de la transmisión de la señal en modo SSB, el transceptor utiliza un limitador de señal, el llamado procesador de "voz", que permite aumentar la potencia media de la señal SSB en 4...6 veces (6...8 dB). Al realizar un DXQSO o bajo condiciones QRM (QRN), una señal limitada tiene mayor calidad y buena inteligibilidad. El nodo A6-1 es un dispositivo de este tipo, conectado entre el micrófono y el controlador DSB del transceptor. El diagrama esquemático del nodo se muestra en la Fig.11.
La señal de audio del micrófono se envía al pin 1 del nodo. Luego, a través del capacitor C2 y un regulador de nivel (una resistencia variable conectada entre los terminales 2 y 3 del nodo A6-1), la señal se alimenta a un amplificador de micrófono hecho en el chip DA1. Se usa un micrófono electret con el transceptor, y la cadena R1 - R3C1 le proporciona energía. El filtro de paso bajo L1C4 atenúa la interferencia de alta frecuencia de su propio transmisor a la entrada del amplificador de micrófono y, por lo tanto, reduce el riesgo de autoexcitación. Los contactos del relé K1 conmutan los circuitos de corrección del amplificador para elevar la respuesta de frecuencia en la región de 300 ... 3000 Hz hasta +16 dB. El nivel de la señal de baja frecuencia de salida del amplificador (150 ... 200 mV) se establece con una resistencia de corte R9. A través del seguidor de emisor en el transistor VT1, la señal ingresa al circuito limitador desarrollado por B. Larionov (UV9DZ) [5]. El transistor VT5 es el primer mezclador limitador de RF clave. La puerta VT5 recibe una señal con una amplitud de aproximadamente 0,7 V de un oscilador de cuarzo de referencia fabricado en los transistores VT3-VT4. El circuito L2C25 en el circuito fuente VT5 está sintonizado a una frecuencia de 500 kHz. La señal de banda lateral única seleccionada por el filtro electromecánico ZB1 se alimenta a un amplificador limitador hecho en un transistor de efecto de campo VT6 y diodos VD3VD4. El grado de limitación se define como la relación entre el voltaje de RF en el drenaje del transistor VT6 con los diodos VD3VD4 apagados y el voltaje en el mismo punto después de conectar los diodos. Este valor es de 7...8 dB. La resistencia trimmer R24 establece la ganancia de la cascada en VT4, lo que mantiene el nivel óptimo de la señal SSB con un mínimo de limitación. Esto es importante cuando se compara la señal de transmisión de una radio en los niveles de recorte mínimo y máximo. Para suprimir el mayor número de armónicos y frecuencias combinadas, la señal pasa a través de un segundo EMF ZB2, idéntico al primero. La cascada en el transistor de efecto de campo VT7 (Ku = 6 ... 10 dB) compensa la atenuación en los filtros, pero es posible que no se instale con una buena EMF. Una señal de banda lateral única limitada se alimenta al segundo mezclador-detector clave en un transistor de efecto de campo VT8, cuya puerta también recibe una señal de oscilador de referencia de 500 kHz. La señal detectada y filtrada es amplificada por el amplificador operacional en el chip DA2 y alimentada a través del seguidor de emisor en el transistor VT2 a la unidad de formación A6-2. El nivel de la señal de salida del procesador de voz se establece mediante la resistencia de sintonización R35. Los relés K2 y el cortocircuito permiten excluir el procesador de voz de la ruta de transmisión. Esta opción puede ser necesaria cuando se realizan QSO locales, ya que el nivel de la señal en el punto de recepción suele ser alto y la restricción puede reducir su inteligibilidad. El diagrama del nodo A6-2, el controlador de voltaje de señal DSB y CW, se muestra en la fig. 12
El oscilador de cuarzo de referencia de la banda superior está hecho en transistores VT1VT2. El inductor L1, conectado en serie con el resonador de cuarzo ZQ1 (8862,7 kHz), le permite ajustar el generador a la frecuencia correspondiente al punto de nivel de -20 dB en la pendiente inferior de la respuesta de frecuencia del filtro de selección principal. Desde el emisor del transistor VT2, la señal del oscilador de referencia se alimenta a través de un amplificador de búfer en el transistor VT3 a un modulador balanceado hecho en varicaps VD2VD3 y transformador T1. Además, la señal del emisor VT2 a través de la salida 2 del nodo se envía al nodo A4-2 al detector de claves. El modulador tiene una alta linealidad y le permite suprimir la portadora en al menos 56 dB (repetidamente verificado por el autor) El modulador se equilibra utilizando las resistencias de corte R20 y R24. A través del amplificador en el transistor VT8 (Ku = 6 dB), el voltaje de la señal de audiofrecuencia del nodo A6-1 se aplica al punto medio del devanado primario del transformador del modulador balanceado. La cascada funciona solo cuando se aplica tensión de alimentación a los terminales 15 y 16 desde el interruptor de modo de funcionamiento del transceptor. En el mismo circuito, se instala el relé K1 que, con sus contactos, conecta la salida del modulador balanceado a la ruta de transmisión. Desde la resistencia de corte R50 en el circuito emisor VT8, la señal AF se alimenta al circuito VOX ubicado en el nodo A7. Se fabrica un oscilador de cristal de señal CW manipulado en el transistor VT9. La frecuencia del resonador de cuarzo ZQ3 8863,5 kHz) es superior a la frecuencia del resonador ZQ1 en 800 Hz, es decir, cae en la banda de transparencia del filtro de selección principal del transceptor. El generador de CW se controla a través del circuito base del transistor VT9 a través de las resistencias R43, R44 utilizando un circuito clave ubicado en el nodo A7, que forma los parámetros necesarios de tiempo de subida y bajada de la señal telegráfica, igual a 5 y 7 ms, respectivamente. Dependiendo del tipo de operación de SSB o CW, se suministra una señal a la base del transistor VT4 a través de los contactos del relé K1, ya sea desde un modulador balanceado o desde un oscilador local telegráfico. Un amplificador de señal de transmisor DSB y CW ajustable está ensamblado en el transistor VT3. La ganancia en cascada se ajusta cambiando el voltaje en la segunda puerta del transistor desde el regulador de potencia de señal manual (a través del terminal 5 del nodo A6-2) y desde el circuito de control ALC realizado en el transistor VT10. La carga en cascada es el circuito L4L5C26 sintonizado a la frecuencia IF. Se toma una señal de salida con un nivel de aproximadamente 5 V de la bobina de acoplamiento L1, que se alimenta al preamplificador de FI y al filtro de selección principal en el bloque A4-2. El oscilador de referencia en los transistores VT6VT7 se usa para escuchar la banda inversa. La frecuencia de su resonador de cuarzo ZQ2 (8865,8 kHz), correspondiente al punto de -20 dB en la pendiente superior de la respuesta de frecuencia FOS, se ajusta con precisión mediante el condensador C45. En el chip DA1, se ensambla un generador de tonos RC para el autocontrol de la señal cuando se trabaja por telégrafo y para configurar el transceptor en modo SSB (modo de operación - "TUNE"). La señal de este generador con una frecuencia de 800 Hz y un nivel de unos 50 mV se alimenta a través del terminal 11 del nodo al transceptor ULF, nodo A5. Puede reducir o aumentar el nivel de la señal seleccionando la resistencia R60. Cuando funciona como telégrafo, el generador de tonos se enciende suministrando paquetes positivos a lo largo del circuito "TX / KEY" de forma sincronizada con el generador en VT9. Al sintonizar el transmisor en modo SSB ("TUNE"), la señal del generador de tonos se alimenta a través de un divisor externo y circuitos de conmutación a la entrada de micrófono del nodo A6-1. El nodo A7 controla el transceptor para el modo de transmisión usando el dispositivo de control de voz VOX o presionando la tecla o el pedal del telégrafo. El diagrama de nodos se muestra en la fig. 13
En el modo de recepción, la tensión de alimentación de +15 V, aplicada constantemente al pin 11 del nodo, está presente solo en la salida de la tecla controlada en los transistores VT13 y VT14, pin 13 (RX). La entrada del sistema VOX (pin 1 del nodo A7) está conectada a la salida del amplificador de micrófono del transceptor (pin 7 del nodo A6-1). Es posible trabajar con VOX cuando se aplica al pin 3 del nodo A7 a través del interruptor de voltaje de suministro correspondiente de +15 V. Amplificada por una cascada en el transistor VT1, la señal AF se alimenta a un amplificador limitador hecho en el transistor VT2. El voltaje de limitación de la señal, o, en otras palabras, el umbral para el funcionamiento del sistema VOX, se establece mediante una resistencia sintonizada R4. Los diodos VD1, VD2 detectan una señal limitada y con un nivel de más de dos voltios se alimenta a la cadena de sincronización C7R9. La resistencia de corte R9 establece el tiempo de retardo para el funcionamiento del sistema de control por voz dentro de 0,2 ... 2 s. Además, esta señal inicia un vibrador único hecho en los transistores VT5, VT6 y, a través de las cascadas inversoras en los transistores VT7, VT8, se cierra la cascada clave en VT13 y VT14, y se abre la cascada en los transistores VT11, VT12 y un voltaje de + Aparecen 12 V en el terminal 15 del nodo (TX). El voltaje de esta salida se suministra a los circuitos transceptores que funcionan en modo de transmisión. Si no hay señal del amplificador del micrófono después de un tiempo determinado por el circuito RC C7R9, estas etapas clave pasan al estado "inverso", aparece +13 V (RX) en el pin 15 y el voltaje en el pin 12 se vuelve cero. Para evitar que el modo de transmisión se encienda por los sonidos que ingresan al micrófono desde el altavoz del transceptor, se realiza un dispositivo "anti-VOX" en los transistores VT3, VT4, bloqueando el funcionamiento de VOX mientras esté presente la señal del corresponsal. . La entrada "anti-VOX" (pin 2 del nodo A7) está conectada a la salida ULF. La señal del ULF es amplificada por el transistor VT3, rectificada por los diodos VD3, VD4 y carga el capacitor C14. La etapa clave en el transistor VT4 desvía el circuito de sincronización principal del sistema VOX - C7R9. La resistencia de corte R10 establece el umbral para el sistema "anti-VOX". Las cascadas realizadas en los transistores VT9 y VT10 controlan la conmutación del transceptor a transmisión, respectivamente, desde la tecla de telégrafo (KEY) o desde el pedal (PTT). El esquema de control en modo CW permite la operación "half dúplex". Al pulsar la tecla del telégrafo (pin 8), aparece una tensión constante en el colector del transistor VT9 (pin 6, circuito TX/KEY), que a través de la cadena R32C19VD5 inicia el one-shot a VT5, VT6 y luego cambia las etapas clave a través del circuito. El tiempo de pausa en modo CW está determinado por el valor de la resistencia de sintonización R18, conectada en paralelo con la resistencia R9, y puede ser de 0,1 ... 0,6 s, siempre que se escuche la señal del corresponsal durante estas pausas. Este modo es conveniente cuando se trabaja en pruebas. Para trabajar sin pausas en modo CW, basta con pisar el pedal durante la transmisión. Cuando el sistema VOX está apagado, el cambio a transmisión en modo SSB también se realiza mediante el pedal. La señal de control del pedal (PTT) de la salida clave en el transistor VT10 a través del circuito R36C22VD6 se alimenta a la entrada del vibrador único. En el modo de sintonización del transceptor (TUNE), se suministran +5 V al pin 7 del nodo A15, que también se alimenta a través del circuito R40C25VD7 a la entrada del one-shot, lo que garantiza la transición del transceptor a la transmisión. La etapa clave de los transistores VT15 y VT16 se utiliza para controlar el relé de antena de cortocircuito en el nodo A2. El nodo de cambio de rango del transceptor A9 se realiza de acuerdo con el diagrama que se muestra en la fig. 14. Cuando enciende el transceptor, la banda de 1,8 MHz se enciende automáticamente.
En el chip DD1, se ensambla un oscilador con una frecuencia de reloj de aproximadamente 1 Hz, cuya señal se alimenta a la entrada de pulsos de reloj del contador reversible, el chip DD2. La dirección del conteo secuencial se controla a través de circuitos de conmutación externos (botones ABAJO y ARRIBA), que están conectados a los terminales 2 y 3 del nodo A9. El código decimal codificado en binario de salida del contador DD2 se convierte en un código decimal utilizando un decodificador - chip DD3. Las teclas de control en los transistores VT3 -VT1 están conectadas a las salidas del microcircuito DD18, a través del cual se suministra voltaje de suministro al relé de conmutación de rango a los nodos A1, A3, A8, A10 y A11. El oscilador local del transceptor se realiza sobre la base de un generador VHF industrial (nodo A12) y un divisor de frecuencia con una relación de división variable (nodo A8-1). Antes de ingresar al mezclador del transceptor, la señal se prefiltra en el nodo A8-2. Para garantizar una alta estabilidad de la frecuencia del oscilador local cuando se trabaja con modos digitales, el transceptor utiliza un sistema de estabilización de frecuencia de bucle de bloqueo de frecuencia (FLL), nodo A10. Nodo A12: generador de rango suave de la estación de radio HF-VHF R-107M. Su diagrama esquemático se muestra en la fig. 15. El rango de frecuencia de funcionamiento del generador es de 30,15 ... 63,7 MHz. El generador es una unidad sellada herméticamente, no se recomienda abrirlo y realizar cambios en su circuito para no violar sus características de frecuencia-tiempo.
La deriva de la frecuencia GPA, establecida por el autor en el transceptor, utilizando control de temperatura pasivo, no superó los 50 Hz en ninguna frecuencia después de un calentamiento de 15 minutos. El diagrama del nodo A8-1, un divisor con una relación de división variable, se muestra en la fig. 16. La señal del generador R107M se alimenta a la entrada del moldeador, hecha en los transistores VT1, VT2 y el microcircuito DD1. El primer elemento del chip D1.1 funciona en modo lineal como amplificador.
Desde el modelador, la señal se envía a los microcircuitos DD2 y DD3, un divisor de frecuencia binario de tres bits. Dependiendo del rango incluido del transceptor, la elección de la relación de división del divisor (2-4-8) está determinada por el interruptor de relé K1-KZ y el interruptor lógico en el chip DD4. El espectro de frecuencia del oscilador local obtenido a la salida del DPKD a Fp igual a 8,862 MHz, dependiendo del rango de operación, se da en la Tabla. 1.
Las etapas del sumador y del búfer se realizan en el chip DD5. Desde la salida del primer elemento DD5, la señal se alimenta a la entrada del sistema de estabilización de frecuencia FLL (a través del pin 11 del nodo A8-1), desde la salida del segundo a la entrada de la escala digital (pin 12 de el nodo). La señal del oscilador local para el primer mezclador del transceptor debe ser lo más limpia y monocromática posible. Para hacer esto, la señal rectangular después del elemento DD5 3 que usa el chip DD6 y el transformador T1, que funciona como un circuito de formación, se convierte en una señal sinusoidal. El amplificador de banda ancha basado en el transistor VT3 tiene una ganancia de aproximadamente +14 dB y una respuesta de frecuencia uniforme hasta una frecuencia de 40 MHz. La frecuencia de corte del filtro de paso bajo L1C14C15C16L2 es de 25 MHz. A frecuencias de 19 ... 20 MHz, la salida del nodo A8-1 debe ser una sinusoide pura con una amplitud de 200 ... 250 mV con una carga de 50 ohmios. En rangos donde la frecuencia es más baja, habrá distorsión de la sinusoide y un aumento en su amplitud. El diagrama del dispositivo de estabilización de frecuencia FLL (nodo A10) se muestra en la fig. 17
La señal GPA se alimenta a una línea de contadores binarios de los microcircuitos DD1 y DD2 con relaciones de división variables (M). El factor de división requerido DD1 se selecciona usando el relé K1-K4. Los coeficientes de división del contador DD2 se eligen constantes: 1024 y 4096. Se hace un mezclador digital en el chip DD3. La entrada D del chip DD3 recibe una señal de frecuencia de referencia de un oscilador de cristal DD4 de 50 MHz. La frecuencia del reloj se aplica a la entrada C del chip DD3, es decir la frecuencia del GPA, dividida por el número M con la ayuda de DD1 y DD2 Los pulsos de corrección, que se toman de la salida Q12 del microcircuito DD2, se alimentan al interruptor de transistor VT2. Esta frecuencia difiere en dos órdenes binarios y se toma del mismo DD2 de la salida de Q10. Las teclas VT1 y VT2 controlan el funcionamiento del integrador, realizado en el chip DA1.Desde la salida del integrador, la tensión de control se suministra al varicap GPA. El esquema está tomado de [6], pero difiere de la fuente original en algunas modificaciones. En particular, a la salida del primer contador binario del chip DD1, se instala un interruptor de relé para seleccionar la relación de división según el rango operativo del transceptor. El mezclador digital DD3 utiliza un chip 74AC74 de alta velocidad, y los transistores clave VT1 y VT2 se reemplazan por otros de mayor frecuencia. Además, se introdujo en el dispositivo un amplificador operacional adicional DA2. La mitad del amplificador operacional DA2.1 tiene un sumador cuya tarea es reducir la oscilación del voltaje de control en la salida del integrador DA1 en relación con el voltaje de referencia de +7,5 V. Si en la salida del chip DA1, en la conexión punto de las resistencias R7 y R15, el voltaje de control puede variar dentro de 0 +11 V, luego, en la salida DA2, este voltaje ya será de +5,5 ... 9,5 V. Esto se hace para no abrir el GPA herméticamente sellado de R -107M y no seleccionar el condensador C9 de valor nominal 270 pF, conectado en serie con el varicap VD1. El límite inferior de la tensión de control no debe ser inferior a +5,5 V, ya que ya se ha aplicado (internamente) una tensión de polarización del mismo valor al varicap en el GPA R-107M (ver Fig. 15). La relación de los valores de las resistencias R14 y R15 determina los límites del cambio de voltaje de salida y se puede seleccionar para una instancia específica del generador de R-107M. El inversor, realizado en DA2.1, le permite guardar la polaridad de la tensión de control relativa a la salida de DA1. Como fuente de frecuencia ejemplar DD4, se utilizó un oscilador de cristal integrado СХО-43В a una frecuencia de 50 MHz de una computadora antigua con un nivel de salida TTL. Las conclusiones 14 y 15 del nodo A10 están interconectadas a través de un interruptor externo (por ejemplo, un botón pulsador) ubicado en el panel frontal del transceptor junto a la perilla de sintonización. Cuando el interruptor está cerrado, el transceptor está sintonizado; cuando el interruptor está abierto, se captura la frecuencia. Con los valores de las resistencias R5 y R12 indicados en el diagrama, el tiempo de un ciclo completo del integrador DA1 (desde el nivel de voltaje de salida mínimo hasta el máximo) es de 50 ... 60 s. Esto corresponde a un oscilador con deriva de baja frecuencia (stickout). Si el GPA tiene un tiempo de deriva de más de 600 Hz / min (también hay muestras de este tipo, aparentemente con una violación del sellado o sujetas a cargas de choque), las clasificaciones de R5 y R12 deben reducirse a 1 MΩ, es decir. reducir drásticamente el tiempo de ciclo del integrador a unos pocos segundos. Para la operación de SSB y CW, el sistema de estabilización FLL prácticamente no se puede usar, y debe encenderse solo para modos digitales de comunicación. La precisión de mantener la frecuencia capturada durante la operación del sistema P1_1_ es mejor que ± 10 Hz durante varias horas. El nodo A8-2 (Fig. 18) contiene filtros de paso bajo de quinto orden que sirven para mejorar la pureza espectral de la señal del oscilador local del transceptor. Frecuencias de corte del filtro: L5C1-C1L3 - 2 MHz; L6C3-C4L6 - 4 MHz; L11,3C5-C7L9 - 6 MHz; L13,5C7-C10L12 - 8 MHz. El LPF de los rangos de 17 y 10 MHz se encuentra en la placa DPKD, y en su lugar se conecta un atenuador correspondiente en el nodo A28-8. A la salida del nodo A2-8, la amplitud y la forma de la señal (sinusoide) corresponden a la norma en todas las frecuencias operativas del oscilador local.
Relé K1 y K2: interruptor del oscilador local (principal o auxiliar). La báscula digital del transceptor, nodo A11 (Fig. 19), no tiene ninguna característica, y su circuito y diseño pueden ser diferentes a los propuestos.
El segundo GPA del transceptor, el nodo A13, se realiza de acuerdo con el esquema que se muestra en la fig. 20. Una opción similar se usó una vez en los desarrollos anteriores del autor, por ejemplo, en el transceptor "Largo-91". Y fue con tal GPA que se midieron los principales parámetros del transceptor. No es necesario instalar un segundo GPA en el transceptor, pero se puede hacer como alternativa en ausencia de un generador del R-107M (¡apenas suficiente para todos!).
El GPA consta de seis generadores idénticos en circuitos, pero que difieren entre sí en los parámetros de los circuitos de ajuste de frecuencia y la ausencia de una resistencia en el circuito emisor de los transistores de la etapa intermedia. La resistencia R11 es común a los seis generadores. Los generadores se reconstruyen con un capacitor variable de seis secciones. En la fig. 20 muestra un diagrama de uno de los seis generadores. Las clasificaciones de resistencias y capacitores para cada generador se dan en la tabla. 2.
Los generadores se conmutan aplicando una tensión de alimentación de +5,6 V a los terminales 2-7 del nodo A13. La salida del generador debe conectarse al nodo A8-2 a través de un filtro de paso bajo, similar a L1C14C15C16L2 en la placa DPKD. La balanza digital, como en la fig. 19. El sistema FLL también es adecuado para el segundo GPA, pero el microcircuito DA2 debe excluirse del circuito, y la señal de control para los varicaps de desintonización GPA debe eliminarse del punto de conexión de la resistencia R7 y el condensador C12. Literatura
Autor: Kir Pinelis (YL2PU), Daugavpils, Letonia. Memoria YL2HS
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