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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Receptor heterodino para un alcance de 20 m Enciclopedia de radioelectrónica y electrotécnica
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / recepción de radio La técnica de recepción heterodina, o, como a menudo se la llama, conversión directa de frecuencia, permite crear equipos muy simples, pero con buenas características, para comunicaciones de aficionados en ondas cortas: transceptores y receptores de radio. El interés por la recepción heterodina (en su versión moderna) surgió a finales de los años 60. Desde entonces, en las páginas de revistas de radioaficionados se han publicado muchas descripciones de varios diseños de equipos de HF que utilizan conversión directa de frecuencia. En nuestro país, la Editorial DOSAAF de la URSS publicó dos libros del famoso diseñador de radioaficionados V. Polyakov (RA3AAE), quien hizo mucho para popularizar la técnica de la recepción heterodina. Uno de estos libros es "Receptores de conversión directa para comunicaciones de aficionados" (1981), el otro es "Transceptores de conversión directa" (1984). Examinan en detalle los fundamentos físicos y las características de la recepción heterodina de señales de estaciones de radioaficionados y ofrecen diseños prácticos tanto de unidades individuales como de dispositivos completos. Una de las razones del creciente interés que los operadores de onda corta están mostrando por esta tecnología es que el funcionamiento de baja potencia (QRP) se ha generalizado cada vez más en los últimos años. La técnica de recepción heterodina es ideal para crear equipos QRP. Es interesante observar que en los EE. UU., por ejemplo, a pesar de la amplia gama de equipos de comunicación con diseños de circuitos tradicionales, una de las empresas produce (y es muy popular) un transceptor QRP relativamente económico con conversión de frecuencia directa. El receptor heterodino descrito en este artículo está diseñado para recibir señales de estaciones de radioaficionados en una de las bandas KB más populares: 20 metros. El receptor cubre (naturalmente, con cierto margen en los bordes) todo este rango: de 14000 a 14350 kHz. Como sabe, la conversión directa de frecuencia le permite recibir solo señales de estaciones de radio que operan en modulación de telégrafo (CW) o de banda lateral única (SSB). Escuchar estaciones con modulación de amplitud es posible solo con dificultad (y, por regla general, con una distorsión notable), sintonizando "cero tiempos" con la frecuencia portadora. Sin embargo, esto no es importante, porque la gran mayoría de los operadores de onda corta ya no utilizan AM. Este tipo de radiación ha sobrevivido casi sólo en el rango de 160 m, donde es utilizada por algunos radioaficionados principiantes. El receptor tiene un oscilador local con una salida bastante potente, lo que permite posteriormente convertirlo en un transceptor de telégrafo de banda única con simples modificaciones. Inmediatamente notamos que simplemente reemplazando los elementos determinantes de la frecuencia (bobinas y condensadores en los circuitos oscilantes), este receptor (o transceptor) se puede transferir a cualquier banda de aficionados. Para simplificar el diseño del receptor, su fabricación e instalación, no contiene amplificador de radiofrecuencia, por lo que la sensibilidad del receptor es de aproximadamente 1 μV con una relación señal-ruido de 10 dB. Esta sensibilidad es suficiente (al menos en la gran mayoría de los casos) para el trabajo diario en el aire, siempre que se utilice una antena externa en la estación. Se puede aumentar fácilmente de tres a cuatro veces introduciendo un seguidor de emisor en la entrada del receptor (entre el circuito de entrada y el mezclador). El ancho de banda del receptor en el nivel de -6 dB se encuentra en el rango de 250...3000 Hz. Cuando se reciben estaciones de telégrafo en condiciones de fuerte interferencia, se puede reducir a 200...300 Hz (con una frecuencia promedio de aproximadamente 600 Hz). Estos números caracterizan. la ruta de audiofrecuencia del receptor, donde se lleva a cabo principalmente la selección de la señal. En realidad, como se sabe, los receptores heterodinos reciben tanto el canal principal como el canal espejo inmediatamente adyacente (a menos que se utilicen métodos de fase para suprimir el canal espejo, lo que complica significativamente el dispositivo). Es por eso que el ancho de banda real de la señal recibida es el doble de los valores indicados anteriormente. El receptor funciona con una batería de elementos que proporcionan un voltaje de 10...15 V. El consumo de corriente es de unos 30 mA. Los receptores heterodinos, que tienen una ganancia muy alta en frecuencias de audio, son muy sensibles a las interferencias de CA con una frecuencia de 50 Hz, en particular a las interferencias del transformador de red (debido a un campo de dispersión significativo), así como a la tensión de alimentación. ondulación (normalmente con una frecuencia de 100 Hz, con rectificación de onda completa). Por estos motivos, no es aconsejable alimentar el receptor desde la red eléctrica. Si es necesario, esto, por supuesto, se puede hacer, pero entonces se debe usar una fuente de alimentación separada (remota) con un buen estabilizador de voltaje que garantice una baja ondulación del voltaje de salida. El receptor está fabricado sobre dos placas de circuito impreso: la principal y el oscilador local, en el que se encuentran la gran mayoría de las piezas. En las figuras, las designaciones posicionales de las piezas se dan sin indicar el número de placa (1 - principal, 2 - oscilador local), y en el texto, para evitar confusiones, se designarán como 1-C1, 2- L1, etc. Las piezas ubicadas fuera de estos tableros se indicarán sin índice adicional C1 R1, etc. El diagrama esquemático de la placa principal del receptor se muestra en la fig. una.
La señal de la antena va al pin 1 de la placa. La selectividad de radiofrecuencia del receptor está garantizada por un único circuito de entrada 1-L1, 1-C1, 1-C2. La resistencia de entrada del mezclador en los diodos I-VD1-1-VD4 conectados a este circuito es baja (algunos kiloohmios), por lo que el factor de calidad cargado de este circuito también será pequeño: 25...30. Por esta razón, el ancho de banda del circuito de entrada en el nivel de -3 dB se encuentra en el rango de 450...550 kHz y no es necesario ajustarlo al ajustar el rango del receptor. La adaptación de este circuito a la fuente de señal (50...75 ohmios, por ejemplo, un dipolo alimentado por un cable coaxial) se garantiza mediante la elección de las capacitancias de los condensadores 1-C1 y 1-C2. El mezclador está fabricado según un circuito balanceado que utiliza diodos consecutivos, lo que permite obtener una "penetración" muy pequeña del voltaje del oscilador local en la antena y así eliminar las interferencias para los radioaficionados que viven en el vecindario. El mezclador está completamente conectado al circuito. Esto hizo posible obtener una sensibilidad bastante alta del receptor sin un amplificador de radiofrecuencia (aunque a costa de cierta pérdida de selectividad de entrada). El voltaje del oscilador local se suministra al pin 12 de la placa y al mezclador a través del transformador balun 1-T1. Desde el punto medio del devanado secundario (terminales 1-3) de este transformador, los productos de mezcla se alimentan al filtro de paso bajo 1-L2, 1-C6, 1-C7 con una frecuencia de corte de aproximadamente 2,5 kHz. Este filtro selecciona la señal de audiofrecuencia útil, que se preamplifica mediante una cascada en el transistor 1-VT1. Para lograr un nivel mínimo de ruido propio, el voltaje colector-emisor de este transistor es de aproximadamente 2,5 V y la corriente del colector es de aproximadamente 0,2 mA. La ganancia de la cascada es aproximadamente 70. Está determinada por la relación entre la resistencia de carga en el circuito colector del transistor y la suma de las resistencias de la resistencia 1-R4 y la unión del emisor del transistor. 1-R3, 1-R7, 1-R8 conectados en paralelo, así como el regulador de nivel de señal de audiofrecuencia R1, ubicado fuera de la placa (ver Fig. 5). En este caso, se pueden despreciar la resistencia de entrada del amplificador operacional 1-DA1 y la resistencia de salida del transistor 1-VT1 (también están conectados en paralelo con la carga). La ganancia del preamplificador se establece seleccionando la resistencia 1-R4 (tiene poco efecto en el modo de funcionamiento CC del transistor). Para mejorar la selectividad del receptor, se conecta un condensador 1-C1 en paralelo con la carga del transistor 1-VT9. Proporciona atenuación adicional de señales con frecuencias superiores a 5 kHz. La ganancia principal del receptor la proporciona la etapa del amplificador operacional 1-DA1. En general, se requiere una ganancia de aproximadamente 100000 20 en la ruta de frecuencia de audio del receptor. En este caso, el voltaje de ruido en la salida del amplificador operacional (es decir, en los auriculares) será de aproximadamente 1 mV, ya que el ruido La tensión referida a la entrada del amplificador en el transistor 1-VT0,1 suele estar en el rango de 0,3...0,1 µV. Además, obtener XNUMX µV ya es bastante difícil: requiere el uso de transistores con un factor de ruido normalizado y una cuidadosa selección de sus modos de funcionamiento para corriente continua y alterna. Teniendo en cuenta el ruido del mezclador, el voltaje de ruido total en la salida del amplificador operacional será de aproximadamente 30...40 mV. Ya se pueden escuchar bien con los auriculares. Aumentar su nivel por encima de los valores dados limitará la dinámica de la salida del receptor, definida como la relación entre el nivel máximo de la señal de salida y el nivel de ruido en la salida del receptor. Para los receptores de conversión directa, que normalmente no tienen un sistema de control automático de nivel, este parámetro es bastante importante. Los amplificadores operacionales modernos tienen una ganancia de más de cien mil, y parecería que sería muy posible limitarnos a una sola etapa. Sin embargo, no lo es. En primer lugar, la mayoría de los amplificadores operacionales tienen peores características de ruido (en comparación con los dispositivos que utilizan elementos discretos). El nivel de ruido referido a la entrada no suele ser mejor que 1 µV. Para el amplificador operacional K140UD8, por ejemplo, es incluso de 3 µV. En segundo lugar, las ganancias del amplificador operacional anteriores solo están disponibles en corriente continua y en frecuencias muy bajas: decenas y cientos de hercios. A medida que aumenta la frecuencia, la ganancia máxima permitida de la etapa del amplificador operacional cae con bastante rapidez.
En la Fig. 2, a muestra la respuesta de amplitud-frecuencia del amplificador operacional K140UD8 (es típico de varios amplificadores operacionales con corrección interna). Se puede ver que en un amplificador con un ancho de banda de aproximadamente 3 kHz, la ganancia máxima permitida es de solo 1000 (60 dB). Así fue elegido para la etapa de amplificador operacional de este receptor. Teniendo en cuenta la ganancia de la etapa preliminar, la ganancia total de la ruta de audiofrecuencia del receptor es de aproximadamente 70. La polarización constante en la salida del amplificador operacional (igual a aproximadamente la mitad del voltaje de la fuente de alimentación) la establece el divisor en las resistencias 1-R7 y 1-R8. La ganancia de esta etapa determina la relación de las resistencias 1-R14 y 1-R9. El condensador 1-C15 incluido en el circuito de retroalimentación negativa atenúa adicionalmente las altas frecuencias en la salida del receptor. Carga: los auriculares se conectan a través de un condensador de aislamiento (se instala fuera de la placa, consulte la Fig. 5) al pin 5. Para el receptor, los auriculares con una resistencia del emisor de 50...100 ohmios son los más adecuados (su resistencia de la bobina de CC serán 100, respectivamente ... 200 ohmios, ya que los emisores están conectados en serie). Aquí también se pueden utilizar auriculares con emisores con una resistencia de 1600...2200 Ohmios, pero en este caso deben conectarse en paralelo, observando la polaridad de la conexión, como se indica en las carcasas de los emisores. Para recibir señales de estaciones de radio de telégrafo en condiciones de mayor interferencia, la banda de paso de la cascada en el amplificador operacional 1-DA1 se puede reducir conectando un puente en T doble (resistencias 1-R11 - 1-R13, condensadores 1-C16- 1-C18) al circuito de retroalimentación negativa. Para ello, el interruptor SA1 (ver Fig. 5) conecta la salida del amplificador (pin 5) a la entrada del puente T (pin 8). En forma simplificada, la conexión de un puente en T a un circuito de retroalimentación negativa en un amplificador operacional se muestra en la Fig. 2, b. Un rasgo característico del puente en doble T es que... que a una determinada frecuencia (generalmente llamada frecuencia de cuasi resonancia) el coeficiente de transmisión tiene un mínimo, y a determinadas relaciones entre los valores de los condensadores y resistencias incluidos en él pueden ser muy cercanas a cero. Entonces, para un puente en T doble, en el que las capacitancias de los tres capacitores son iguales y la resistencia de la resistencia en la rama capacitiva es cuatro veces menor que la de las otras dos resistencias. Para un puente de este tipo, el coeficiente de transmisión a la frecuencia de cuasi resonancia será de aproximadamente 10-2. La dependencia del coeficiente de transmisión del doble puente en T utilizado en este receptor con la frecuencia se muestra en la Fig. 3, a. Si se incluye una red de cuatro puertos con dicha respuesta de frecuencia en el circuito de retroalimentación negativa de la cascada en el amplificador operacional, como se muestra en la Fig. 2, b, entonces, en una primera aproximación, el coeficiente de transmisión del dispositivo estará determinado por la relación entre la resistencia de alguna resistencia equivalente y la resistencia de la resistencia 1-R9.
Es fácil ver que a la frecuencia de cuasi resonancia, cuando K está cerca de cero, la ganancia de la cascada será aproximadamente la misma que en ausencia de un puente en T (es decir, igual a la relación de las resistencias de resistencias 1-R14 y 1-R9). En frecuencias alejadas de la frecuencia de cuasi resonancia, K está cerca de la unidad y la ganancia de la cascada cae notablemente (aproximadamente a la relación de las resistencias de las resistencias 1-R10 y 1-R9). Parecería que para mejorar la selectividad tiene sentido reducir la resistencia de la resistencia 1-R10. Sin embargo, no lo es. En primer lugar, con valores bajos de resistencia de carga (y para el puente T 1-R10 - carga), las características del puente se deterioran notablemente. Esto podría evitarse introduciendo, por ejemplo, un seguidor de emisor entre 1-R10 y el puente T. Pero entonces el factor de calidad equivalente del puente aumentará notablemente y el ancho de banda del receptor con el filtro activado se reducirá a valores que son inaceptables en la práctica (menos de 100 Hz). En otras palabras, la opción utilizada en este receptor se acerca a la óptima (al menos si tenemos en cuenta soluciones de circuitos simples). La característica amplitud-frecuencia de la ruta de audiofrecuencia (sin filtro de paso bajo) se muestra en la Fig. 3, b. Aquí también se muestra la respuesta de frecuencia del camino con un doble puente en T conectado. El coeficiente de transmisión de la ruta correspondiente a la respuesta de frecuencia máxima cuando el filtro está apagado se toma como 0 dB. Entre el preamplificador y el amplificador de salida hay un control de nivel de señal de audiofrecuencia. Está conectado a los pines 9, 10, 11 de la placa. El diagrama esquemático del tablero del oscilador local se muestra en la Fig. 4, a. El generador está montado sobre un transistor 2-VT1 según un circuito conocido, prestemos atención a algunas de sus características. Para reducir el voltaje de alta frecuencia en el circuito del generador (esto reduce el calentamiento de sus elementos por corrientes de alta frecuencia y, por lo tanto, aumenta la estabilidad de la temperatura del oscilador local), el voltaje de suministro en cascada se elige relativamente bajo: menos de 6 V. El oscilador local utiliza un bloque estándar de condensadores variables de un receptor de transmisión (solo se usa uno). El bloque no está sujeto a modificaciones y la superposición de frecuencia requerida se proporciona "estirando" los condensadores 2-C1, 2-C2, 2-C4. Tenga en cuenta que dado que el mezclador del receptor está fabricado con diodos consecutivos, el generador funciona a la mitad de la frecuencia (en comparación con la frecuencia operativa), es decir, cubre la sección 7000...7175 kHz con cierto margen en los bordes del rango. . La resistencia 2-RJ elimina la autoexcitación parásita del generador a bajas frecuencias, determinada por la inductancia del inductor 2-L2. En lugar de una resistencia de balasto convencional, en el circuito de alimentación del diodo Zener se utiliza un generador de corriente estable en un transistor de efecto de campo 2-VT2. Esto no es muy importante para el receptor, se puede sustituir por una resistencia de 330 ohmios. Sin embargo, si el oscilador local también se usa en la ruta de transmisión (en un transceptor basado en este receptor), entonces el uso de un generador de corriente estable en el oscilador local mejorará las características dinámicas del estabilizador de voltaje, reduciendo así la frecuencia parásita. Manipulación del generador. El voltaje de alta frecuencia del generador se suministra a un seguidor de emisor de dos etapas. La primera etapa funciona en modo clase A (transistor 2-VT3), la segunda, en clase B (transistores 2-VT4 y 2-VT5). Esto permite reducir significativamente la potencia liberada en los transistores de salida (es decir, aquí se utilizan transistores convencionales de baja potencia). Para obtener las mismas características de carga en una etapa de salida que opera en clase A, sería necesario utilizar un transistor de potencia media de alta frecuencia y resolver el problema de la disipación de calor y el régimen de temperatura del oscilador local. La conexión entre el generador y los repetidores es galvánica. La polarización en la base del transistor 2-VT3 la establece el diodo Zener 2-VD1 (con ajustes menores debido a la caída de voltaje en las resistencias 2-R1 y 2-R5). El voltaje de polarización que abre ligeramente los transistores de salida se establece mediante la resistencia 2-R7. El objetivo principal de la resistencia 2-R5 es establecer (preliminarmente) el nivel de voltaje de salida del oscilador local para que los transistores seguidores del emisor no se sobrecarguen. Al debilitar la señal en este lugar, además desacoplamos el generador de la salida del dispositivo y mejoramos sus características de carga.
Al ajustar la resistencia 2-R10 durante la configuración del receptor, se selecciona con precisión el voltaje óptimo del oscilador local en el mezclador de diodos. Si finalmente planea convertir el receptor en un transceptor, es aconsejable incluir inmediatamente en el oscilador local la posibilidad de desafinar su frecuencia mediante un varicap y también proporcionar una salida adicional para la ruta de transmisión. Las medidas que deben realizarse en el circuito oscilador local se muestran en la Fig. 4, b. En su mayoría son obvios. Sólo tomemos nota. que desde el pin 6 el voltaje estabilizado se suministra a una resistencia variable, que regula el voltaje en el varicap. El esquema de conexión de las placas entre sí, así como con otros elementos del receptor situados fuera de estas placas, se muestra en la Fig. 5. En la Fig. La Figura 6 muestra la placa de circuito impreso del conjunto mezclador y amplificador de audio del receptor, y en la Fig. 7 - placa de circuito impreso de la unidad del oscilador local (para la versión transceptor). Estas placas están diseñadas para las siguientes piezas: resistencias - MLT-0,25, condensadores - KM y K50-6 (óxido), resistencia de recorte - SPZ-4, condensador variable - KPE del receptor de radio Alpinist, estrangulador 2-L2 - correctivo estándar desde un televisor de tubo. También puedes utilizar chokes de las series D y DM o caseros. La bobina 1-L2 del filtro de paso bajo está enrollada en un núcleo magnético anular de ferrita de tamaño estándar K20 x 12 x 6 hecho de material con una permeabilidad magnética inicial de 3000, alambre - PEV-2 con un diámetro de 0,1 mm, número de vueltas - 430, inductancia - aproximadamente 350 mH. El transformador de alta frecuencia está enrollado sobre un núcleo magnético anular de tamaño estándar K7 x 4 x 2 hecho de ferrita con una permeabilidad magnética inicial de 400...1000 (no crítica). El bobinado se realiza simultáneamente con tres cables PEV-2 con un diámetro de 0,1...0,25 mm. El comienzo de uno de los devanados está conectado al final del otro; este será el punto medio del devanado secundario. El devanado restante se utiliza como primario. Las bobinas 1-L1 y 2-L1 están enrolladas sobre marcos de poliestireno, cuyos dibujos se muestran en la Fig. 8, a. Disponen de 17 vueltas de alambre PEV-2 de 0,4 mm de diámetro. Los recortadores están hechos de hierro carbonilo (M6 x 10). Estas bobinas, colocadas en pantallas de aluminio (Fig. 8, b), deben tener una inductancia de 2,3 μH con el trimmer en la posición media (atornillado hasta la mitad en la bobina).
Los transistores de estructura npn (1-VT1, 2-VT1, 2-VT3, 2-VT4) pueden ser cualquiera de las series KT312, KT342, KT3102 y similares. Los transistores más óptimos para un preamplificador de audiofrecuencia son el KT3102E y el KT3102G (con un factor de ruido de no más de 4 dB). Los transistores de la serie KT315 también se pueden utilizar en el oscilador local, pero en cualquier caso el coeficiente de transferencia de corriente (estática) debe ser al menos 100. El transistor de estructura pnp en el oscilador local (2-VT5) es KT361. KT3107 con cualquier índice de letras. El amplificador operacional K140UD8A (o K140UD8B, esto no es importante) se puede reemplazar con cualquier amplificador operacional con corrección interna. Por supuesto, es muy posible reemplazarlo con un amplificador operacional con corrección externa con los cambios apropiados en el circuito. En cualquier caso, reemplazar el amplificador operacional requerirá cambios en la placa de circuito principal. Si usa un amplificador operacional que no tiene transistores de efecto de campo en la entrada (por ejemplo, K140UD7), entonces es recomendable tomar resistencias 1-R7 y 1-R8 con una resistencia de no más de 150 kOhm y compensar para disminuir la ganancia de la etapa preliminar seleccionando la resistencia 1-R4. El transistor de efecto de campo del generador de corriente estable (2-VT2) debe tener una corriente de drenaje inicial de al menos 15 mA. Aquí, pueden ser adecuadas copias individuales de los transistores KP303E (para ellos, este parámetro está dentro de 5...30 mA) y transistores KP302 con cualquier índice de letras excepto A (solo son adecuadas las copias individuales de esta serie, ya que su corriente de drenaje inicial puede variar entre 3 y 24 mA). Los diodos del mezclador son de silicio de alta frecuencia (KD503, KD521, etc.). El diodo Zener 2-VD1 debe tener un voltaje de estabilización entre 5,5...6 V. Esquemáticamente, el diseño del receptor se muestra en la Fig. 9.
La configuración del receptor se puede realizar pagando una tarifa. Aplicando voltaje de +3V al pin 12 de la placa principal, se verifican los modos DC de los elementos activos. Desviaciones de las mostradas en la Fig. 1 valores superiores al 20% indicarán errores de instalación o defectos en las piezas utilizadas. Después de esto, es aconsejable verificar la respuesta de frecuencia de extremo a extremo de la ruta de frecuencia de audio aplicando una señal de un generador con una resistencia de salida de 600...1000 ohmios a la entrada del filtro de paso bajo (para el punto de conexión 1-L2 y 1-C6). Dado que la ganancia de la ruta de audiofrecuencia del receptor es muy alta, esto sólo se puede hacer si el radioaficionado tiene a su disposición un generador de audiofrecuencia con un nivel de fondo bajo. El nivel de ruido propio del amplificador (con el oscilador local desconectado del mezclador), como ya se señaló, debe ser de unos 20 mV. Los valores grandes indican que se debe reemplazar el transistor 1-VT1. El siguiente paso es configurar el tablero oscilador local. Al monitorear la frecuencia del oscilador local utilizando un frecuencímetro, un receptor de control u otro método, se establecen los límites de su sintonización. Para ello, con una capacidad mínima del KPI, el trimmer de bobina 2-L1 alcanza una frecuencia de generación de 10...20 kHz por encima del valor de 7175 kHz. Moviendo el rotor del capacitor a la posición correspondiente a la capacidad máxima, verifique la frecuencia de generación. Si resulta estar ligeramente por debajo de 7000 kHz, entonces se pueden completar los límites de rango. Si está por encima de 7000 kHz, instale el condensador 2-C1 de menor capacidad y repita el procedimiento descrito nuevamente. El establecimiento de límites se puede acelerar significativamente si, en lugar de 2-C1, se instala un condensador de sintonización con un dieléctrico de aire. No debes utilizar condensadores de sintonización como KPK o KPK-M. Tienen estabilidad a baja temperatura y pueden degradar significativamente el rendimiento del oscilador local. Después de reemplazar el capacitor 2-CJ, cada vez es necesario hacer una pausa para estabilizar la temperatura del capacitor que se sobrecalentó durante la soldadura. Si se utiliza un generador de corriente estable en el oscilador local, antes de configurar el generador es necesario seleccionar una resistencia 2-R3 tal que la corriente total a través del transistor de efecto de campo (generador más diodo Zener) sea de aproximadamente 15 mA. Habiendo interrumpido la generación del oscilador local de una forma u otra, la selección de la resistencia 2-R7 garantiza que la corriente a través de los transistores 2-VT4 y 2-VT5 sea de aproximadamente 2 mA. Luego se restablece el funcionamiento del generador y al seleccionar la resistencia 2-R5, el voltaje de alta frecuencia en la salida del oscilador local (motor 2-R10 en la posición superior del circuito) se establece en aproximadamente 1 V (valor efectivo ). Después de esto, puede verificar las características de carga del oscilador local: cambiar la carga del modo inactivo a 50 ohmios no debería cambiar la frecuencia de generación en más de 50 ... 70 Hz. Ahora se deben instalar las placas del receptor en la carcasa (una de las opciones posibles se muestra en la Fig. 9) y se debe realizar una configuración completa del receptor. La primera prueba del rendimiento del receptor es aumentar el nivel de ruido en la salida cuando se aplica voltaje del oscilador local de alta frecuencia al mezclador. El ruido debería aproximadamente duplicarse. Después de sintonizar alguna estación de radioaficionado, seleccione el voltaje óptimo del oscilador local (según su volumen máximo). Cabe señalar que este ajuste es bastante crítico: en niveles bajos y altos, el coeficiente de transmisión del mezclador cae significativamente. La etapa final es ajustar el circuito de entrada 1-L1. Un puente en doble T normalmente no requiere ajuste. Si resulta que los coeficientes de transmisión correspondientes a la respuesta de frecuencia máxima con el puente encendido y apagado son notablemente diferentes, entonces se debe seleccionar la resistencia 1-R13. Cambiar el valor de esta resistencia cambia algo la frecuencia de resonancia y, en mucha mayor medida, el coeficiente de transmisión. Esto se debe no sólo a un cambio en la respuesta de frecuencia del doble puente en T, sino también a sus características de fase-frecuencia.
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