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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Receptor de radioaficionado para 160 metros. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / recepción de radio Hace más de diez años, la revista Radio publicó una descripción de un receptor de observación de longitud de onda corta [1-4], fabricado mediante un circuito superheterodino utilizando piezas ampliamente disponibles. Muchos radioaficionados comenzaron su andadura en el aire con su construcción. Hoy en día, cuando los radioatletas han recibido un nuevo alcance: 160 my muchos componentes de radio avanzados se han vuelto más accesibles, el autor ofrece a los lectores un nuevo desarrollo de un receptor diseñado para funcionar precisamente en este rango. El diagrama de bloques del receptor no ha cambiado: también es un superheterodino con una conversión de frecuencia y un detector de tipo mixto. Pero gracias al uso de transistores de efecto de campo y un filtro electromecánico (EMF) en la ruta de recepción, prácticamente no es inferior a los receptores más complejos de las estaciones de radioaficionados modernas. La sensibilidad es de unos pocos microvoltios, que en el rango de 160 m es suficiente para recibir estaciones de radio muy distantes, y la selectividad está determinada por el EMF y alcanza 60...70 dB cuando se desafina 3 kHz por encima o por debajo de la banda de paso. La selectividad real (la capacidad del receptor para resistir la interferencia de potentes estaciones de radio, cuya frecuencia puede no coincidir con la frecuencia de sintonización del receptor) aumenta significativamente debido al uso de un transistor de efecto de campo de dos puertas con características lineales en el mezclador. Analicemos el dispositivo y funcionamiento del receptor según su diagrama de circuito que se muestra en la Fig. 1. El receptor consta de un mezclador en el transistor VT1, el primer oscilador local en el transistor VT2, un amplificador de frecuencia intermedia (IFA) en el transistor VT3 y el microcircuito DA1, un detector de tipo mezclador en el transistor VT4, un segundo oscilador local en el transistor VT5. , un amplificador de audiofrecuencia (AF) en el microcircuito DA2 y transistores VT6, VT7. La señal de entrada de la banda amateur de 160 m (banda de frecuencia 1830...1930 kHz) proviene de la antena (se conecta a la toma XS1 o XS2) al filtro pasa banda de dos circuitos de entrada formado por las inductancias LI, L2 y los condensadores C3. , C2, C4. Para conectar una antena de alta impedancia en forma de un trozo de cable con una longitud significativamente menor que un cuarto de longitud de onda, use el conector XS1, conectado al primer circuito (L1C3) del filtro de entrada a través del capacitor C1. Una antena de baja impedancia (un “haz” de cuarto de onda de unos 40 m de largo, un dipolo o “delta” con un alimentador de cable coaxial) se conecta a través del conector XS2 al grifo de la bobina de bucle L1. El contrapeso, masa o trenza del alimentador de antena se conecta a la toma XS3 conectada al cable común del receptor. El método de conexión para cada antena se selecciona experimentalmente en función del volumen máximo y la calidad de recepción. Al cambiar las antenas, es posible que sea necesario realizar algún ajuste del circuito L1C3.
El filtro de entrada de dos circuitos proporciona una buena selectividad a lo largo del canal de recepción espejo y también elimina prácticamente la diafonía de potentes estaciones de radiodifusión de onda media. La señal aislada por el filtro se alimenta a la primera puerta del transistor de efecto de campo VT1. Su segunda puerta recibe voltaje del oscilador local a través del capacitor C5. El divisor R1R2 establece el voltaje de polarización requerido en esta puerta. La señal de frecuencia intermedia (500 kHz), que es la diferencia entre las frecuencias del oscilador local y la señal, está aislada en el circuito de drenaje del mezclador mediante un circuito formado por la inductancia del devanado EMF Z1 y el condensador C9. El primer oscilador local del receptor se fabrica según un circuito inductivo de tres puntos utilizando el transistor VT2. El circuito oscilador local está formado por el inductor L3 y el condensador C7. La frecuencia del oscilador local se puede sintonizar en el rango de 2330...2430 kHz utilizando un condensador variable C6. Las resistencias R4 y R5 determinan el modo de funcionamiento de CC del transistor. Las cadenas aislantes R3C10 y R5C13 protegen el circuito de alimentación común de la entrada de señales de oscilador local y de frecuencia intermedia. La selección principal de señales en el receptor la realiza EMF Z1 con un ancho de banda de 3 kHz. Desde su devanado de salida, sintonizado por el condensador SP a resonancia en una frecuencia intermedia, la señal pasa al amplificador IF. Está fabricado con un transistor de efecto de campo VT3 y un microcircuito (amplificador cascode) DA1. La ganancia general resulta ser bastante grande y, para seleccionar su valor óptimo, se incluye un regulador (resistencia de recorte R3) en el circuito fuente del transistor VT8. A medida que aumenta su resistencia, la corriente que circula por el transistor disminuye y con ella la pendiente de la respuesta transitoria. Al mismo tiempo, la retroalimentación negativa aumenta y la ganancia disminuye. La alta resistencia de entrada de la primera etapa del amplificador de transistor de efecto de campo hizo posible obtener la atenuación de señal más baja posible en la selección principal EMF. Para evitar sobrecargar el amplificador con señales fuertes, se utiliza un circuito simple de control automático de ganancia (AGC). El voltaje IF del circuito de salida L4C17 se suministra a través del condensador de acoplamiento C16 a un detector de diodo paralelo (diodo VD1). El voltaje de polaridad negativa detectado se suministra a través del circuito de alisado R7C12 a la puerta del transistor VT3 y lo cierra, reduciendo así la ganancia. El tiempo de respuesta del sistema AGC está determinado por la constante de tiempo R7C12, y el tiempo de liberación está determinado por la constante de tiempo R6C12 y es de 10 y 50 ms, respectivamente. La señal IF amplificada del circuito L4C17 se suministra a través de la bobina de acoplamiento L5 a un detector fabricado en un transistor de efecto de campo VT4. La señal del segundo oscilador local con una frecuencia de aproximadamente 500 kHz se suministra a la puerta de este transistor a través del circuito C18R12, que crea el voltaje de polarización negativa necesario debido a la detección del voltaje del oscilador local por la unión p-n del transistor. puerta. Las medias ondas positivas del voltaje del oscilador local abren el transistor y la resistencia de su canal (espacio fuente-drenaje) se vuelve pequeña. Las medias ondas negativas cierran el transistor y la resistencia del canal aumenta drásticamente. Por tanto, el transistor funciona en modo de resistencia activa controlada. En el circuito de su canal se forma una corriente batiente con frecuencias de audio iguales a la diferencia entre las frecuencias de la señal y el oscilador local. El espectro de la señal de banda lateral única se transfiere desde la FI a la región de frecuencia de audio. La señal AF, suavizada por el condensador C21, va al control de volumen R11 y desde su control deslizante al amplificador AF. El segundo oscilador local del receptor se fabrica en un transistor VT5 según el mismo esquema que el primero. A menudo, en estos receptores se utiliza un resonador de cuarzo de 500 kHz en el segundo oscilador local. Esto es conveniente, pero encarece el receptor. Al mismo tiempo, la estabilidad de frecuencia de un oscilador LC convencional a esta frecuencia es bastante suficiente en comparación con uno de cuarzo. Además, es posible utilizar una amplia gama de EMF y ajustar el segundo oscilador local a cualquiera de ellos. El amplificador AF está fabricado con un microcircuito DA2 (amplificador de voltaje de dos etapas) y transistores VT6, VT7 (seguidor de emisor compuesto). La cadena R13C23 en la entrada de frecuencia ultrasónica se utiliza para suprimir la señal IF. El diodo VD2, a través del cual fluye la corriente del colector del segundo transistor del microcircuito, establece una cierta polarización inicial en las bases de los transistores de salida. Esto reduce la distorsión cruzada. La baja impedancia de salida del seguidor de emisor compuesto le permite conectar al receptor auriculares tanto de alta como de baja impedancia e incluso un cabezal dinámico con una bobina móvil con una resistencia de al menos 4 ohmios. Cuando se utiliza un cabezal dinámico, la capacitancia del condensador de acoplamiento C27 debe aumentarse a 50...100 µF para evitar una atenuación excesiva de las bajas frecuencias. Para alimentar el receptor es adecuada cualquier fuente de alimentación que proporcione una tensión de 9...12 V con una corriente de hasta 40...50 mA. Es cierto que el receptor consume dicha corriente solo al volumen de sonido máximo del cabezal dinámico conectado a su salida. En modo de reposo o cuando se trabaja con auriculares de alta impedancia, el receptor no consume más de 10 mA. Por lo tanto, con tal carga, el receptor se puede alimentar desde una batería de elementos galvánicos o baterías con un voltaje total de aproximadamente 9 V. En cualquier caso, la tensión de alimentación se suministra a las tomas XS6, XS7 en la polaridad indicada en el diagrama. . Ahora sobre las piezas del receptor y su posible sustitución. El transistor VT1 puede ser cualquiera de las series KP306, KP350. Algunos de estos transistores pueden requerir que se aplique un pequeño voltaje de polarización positiva a la primera puerta. Luego se instalan en su circuito un condensador separador con una capacidad de 75...200 pF y dos resistencias con una resistencia de 100 kOhm...1 MOhm de acuerdo con un circuito similar al diagrama de circuito de la segunda puerta. Seleccionando resistencias se consigue una corriente de drenaje de 1...2 mA. Para osciladores locales, son adecuados los transistores KT306, KT312, KT315, KT316 con cualquier índice de letras. Los transistores de efecto de campo del amplificador y el segundo mezclador pueden ser cualquiera de la serie KP303, sin embargo, cuando se utilizan transistores con un voltaje de corte alto (índices de letras G, D y E) en serie con la resistencia R8 en el circuito fuente. , es útil incluir una resistencia constante con una resistencia de 330...470 ohmios, derivando su condensador con una capacidad de 0,01...0,1 µF. En estas etapas también se pueden utilizar transistores de puerta aislada de la serie KP305. El microcircuito KN8UN2B (antigua designación K1US182B) es reemplazable por K1US222B y KI8UN1D (K1US181D) por K1US221D u otros microcircuitos de esta serie. Como salidas son adecuados cualquier transistor de germanio de baja frecuencia y baja potencia con la estructura adecuada. En lugar de VD1 y VD2, se pueden instalar diodos de germanio de baja potencia, por ejemplo de las series D2, D9, D18, D20, D311. Para el receptor descrito, es adecuado cualquier EMF con una frecuencia promedio de 460...500 kHz y un ancho de banda de 2,1...3,1 kHz. Podría ser, por ejemplo, EMF-11D-500-3,0 o EMF-9D-500-3,0 con índices de letras V, N, S (por ejemplo, EMF-11D-500-3,0S, utilizado por el autor). El índice de letras indica qué banda lateral con respecto a la portadora asigna este filtro: superior (B) o inferior (H), o si la frecuencia de 500 kHz se encuentra en el medio (C) de la banda de paso del filtro. En nuestro receptor esto no importa, ya que durante la configuración la frecuencia del segundo oscilador local se establece 300 Hz por debajo de la banda de paso del filtro y, en cualquier caso, se resaltará la banda lateral superior. El lector puede tener una pregunta: ¿por qué el EMF en el receptor debería resaltar la banda lateral superior, mientras que las estaciones de radioaficionados en el rango de 160 m funcionan con radiación de banda lateral inferior? El hecho es que al convertir la frecuencia en este receptor, el espectro de la señal se invierte, ya que la frecuencia del oscilador local se establece por encima de la frecuencia de la señal y la frecuencia intermedia se forma como su diferencia. Para los inductores se utilizaron marcos prefabricados con recortadores y pantallas de circuitos IF de radios de transistores de pequeño tamaño (en particular, de la radio Alpinist). En la figura 2 se muestra un boceto de dicho marco. 3. Después de enrollar la bobina en secciones, se coloca un núcleo magnético cilíndrico 2 en el marco 1 y se atornilla al marco el recortador 12. Luego se encierra esta estructura en una pantalla de aluminio de 12x20xXNUMX mm.
Puedes utilizar marcos con diferente núcleo magnético y pantalla. El número de vueltas de las bobinas en este caso se determina experimentalmente. Por ejemplo, al enrollar bobinas en núcleos de armadura SB-9, el número de vueltas debe reducirse en un 10%. Las bobinas se enrollan con un "alambre Litz" sustituto: cuatro conductores PEL 0,07 ligeramente torcidos. Es conveniente utilizar el cable que se utilizó para enrollar las bobinas usadas de los circuitos inversores. Sólo la bobina del primer oscilador local (L3) se puede enrollar con un cable PEL unipolar 0,17...0,25. Al enrollar, las vueltas de las bobinas se distribuyen uniformemente entre las secciones del marco. La bobina de comunicación L5 está enrollada encima de la bobina de bucle L4. Las bobinas de los circuitos de entrada L1 y L2 contienen 62 vueltas cada una, la derivación en L1 se realiza a partir de la vuelta 15, contando desde la inferior en el circuito de salida. La bobina L3 contiene 43 vueltas con tomas desde la novena vuelta, contando también desde la inferior en el circuito de salida. El circuito inversor con bobinas L4 y L5 se utilizó listo para usar, sin modificaciones. Su bobina L4 contiene 86 vueltas de cable LE 4X0,07 y L5 contiene 15 vueltas de cable PELSHO 0,07...0,1 de un solo núcleo. La bobina del segundo oscilador local L6 contiene 86 vueltas de LE 4X0,07 con una derivación a partir de la 15ª vuelta. Aquí puede utilizar una bobina ya preparada del circuito inversor con una bobina de comunicación, conectándolas de acuerdo con el diagrama de la Fig. 3 (bobina de bucle L6, L6a - bobina de comunicación). Al instalar, es necesario observar estrictamente la polaridad de la soldadura de los cables, de lo contrario el oscilador local no se excitará.
Si surgen dificultades al enrollar las bobinas de entrada, se pueden reemplazar con circuitos IF. La capacitancia de los condensadores del filtro de entrada disminuye: C1 - a 10 pF, C2 - a 1...1.5 pF, C3 y C4 - a 75 pF. Es cierto que el filtro no será del todo óptimo, ya que los circuitos tendrán una impedancia característica alta, pero el receptor funcionará de manera bastante satisfactoria. La bobina de acoplamiento del primer circuito (Lla) se utiliza en esta realización para conectar una antena de baja impedancia (Fig. 4), la bobina de acoplamiento del segundo circuito no se utiliza. Resistencias fijas: de cualquier tipo con una potencia de disipación de 0,125 o 0,25 W. El control de volumen R11 es una resistencia variable SP-1, preferiblemente con característica funcional B, y el control de ganancia (resistencia de sintonización R8) es SP5-16B u otro pequeño. El condensador de sintonización C6 es un condensador de sintonización con un dieléctrico de aire (tipo KPV), que contiene 5 placas de estator y 6 de rotor. El número de placas se seleccionó experimentalmente para obtener un rango de sintonía de exactamente 100 kHz. Con un alcance mayor, la sintonización de una emisora SSB resulta difícil, porque el receptor no tiene vernier. En ausencia de dicho condensador, se puede utilizar un KPI de tamaño pequeño de un receptor de transmisión de transistores conectando en serie con él un condensador de "estiramiento" con una capacidad de 40...50 pF. Por supuesto, sería útil equipar el condensador de sintonización con un vernier simple con una desaceleración de 1:3... 1:10. Los condensadores permanentes de baja capacidad utilizados en circuitos de alta frecuencia (C1 - C9, C11, C14, C16 - C20) son cerámicos, tipo KD, KT, KM, KLG, KLS, K10-7 o similares. También son adecuados los condensadores comprimidos de mica KSO y de película PO o PM. El condensador C2 se puede fabricar en forma de un trozo de cable PEL 0,8...1,0 (un revestimiento) con 10...15 vueltas de cable PELSHO 0,25 enrollado (otro revestimiento). La capacidad del condensador resultante es fácil de seleccionar desenrollando o rebobinando las vueltas del cable. Después del ajuste, las bobinas se fijan con pegamento o barniz. En los circuitos oscilantes del receptor, especialmente los heterodinos, es aconsejable instalar condensadores con un coeficiente de capacitancia de temperatura bajo (TKE): grupos PZZ, M47 o M75. El resto de condensadores, incluidos los de óxido (electrolíticos), pueden ser de cualquier tipo. Cabe señalar que la capacitancia de muchos condensadores se puede cambiar dentro de amplios límites sin deteriorar la calidad del receptor. Así, los condensadores C14 y C16 pueden tener una capacidad de 500...3300 pF, C21 y C23 -2700. 10000 pF, C10, C12, C13, C15, C24 - 0.01...0.6 µF. La capacidad de los condensadores de óxido puede diferir entre 2 y 3 veces de la indicada en el diagrama. El condensador C26 de capacidad relativamente grande es útil cuando se alimenta el receptor desde una batería muy descargada con alta resistencia interna, así como desde un rectificador con filtrado insuficiente de voltaje rectificado pulsante. En otros casos, su capacidad se puede reducir a 50 μF. Si faltan las piezas necesarias, puede haber algunos cambios en el receptor. Puede rechazar, por ejemplo, el sistema AGC excluyendo las piezas C16, VD1, R6, R7, C12. El terminal inferior del devanado de salida EMF según el diagrama está conectado en este caso a un cable común. Es mejor colocar el regulador de ganancia de IF en un receptor sin AGC en el panel frontal, y para que el cable largo al regulador no esté sujeto a interferencias, se debe instalar un capacitor de bloqueo en la placa del receptor, conectando la fuente del Transistor VT3 al cable común. Su capacidad puede ser de 0,01...0,5 µF. Si el receptor solo funciona con teléfonos de alta impedancia, puede eliminar la etapa de salida: transistores VT6, VT7 y diodo VD2. En este caso, los pines 9 y 10 del microcircuito DA2 están conectados entre sí y al condensador C27, cuya capacitancia se puede reducir a 0,5 μF. Todas las partes del receptor, excepto los enchufes, la resistencia variable y el condensador variable, están montadas en una placa (Fig. 5) hecha de fibra de vidrio de una cara. El diagrama de conexión está diseñado para microcircuitos de la serie K118, pero no se requieren modificaciones cuando se utilizan microcircuitos de la serie K122: sus cables flexibles se introducen en los orificios existentes de acuerdo con la distribución de pines de los microcircuitos. Para aumentar la estabilidad del receptor y la resistencia a la autoexcitación, se deja al máximo el área de la lámina que forma el cable común.
La instalación impresa se puede realizar utilizando cualquier tecnología: grabado, corte de ranuras con un cuchillo o un cortador. En esta última opción, es conveniente utilizar un cortador especialmente afilado hecho de un trozo de hoja de sierra para metales (Fig. 6). Se cortan ranuras aislantes en la lámina balanceando frecuentemente la herramienta de lado a lado y moviéndola hacia adelante con relativa lentitud. Con un poco de habilidad, el tablero se “graba” de esta manera con bastante rapidez.
Al instalar transistores de efecto de campo, se deben tomar medidas para protegerlos de averías provocadas por la electricidad estática y las tensiones parásitas. Los terminales del transistor están conectados entre sí mediante un conductor delgado y flexible, que se retira después de soldar los terminales en la placa. El cuerpo del soldador está conectado mediante un conductor al cable común de la placa. Es recomendable utilizar un soldador de bajo voltaje, alimentado desde la red a través de un transformador reductor. Directamente al soldar los terminales del transistor VT1, es recomendable retirar el enchufe del soldador de la toma de corriente. La placa de circuito impreso está montada sobre el chasis del receptor (Fig. 7), fabricado en duraluminio blando de 2 mm de espesor. En el panel frontal (está cubierto con una capa decorativa) hay un condensador variable C6, un control de volumen R11 y enchufes XS4, XS5. Los enchufes restantes y el control de ganancia R8 están ubicados en la pared trasera del chasis. La cubierta del chasis en forma de U está hecha de duraluminio semirrígido más delgado.
La ubicación de la placa y las piezas en el chasis se muestra en la Fig. 8, y la apariencia del receptor terminado se muestra en la Fig. 9.
El diseño de la carcasa (chasis) puede ser diferente, solo es importante seguir las siguientes reglas: coloque el condensador de sintonización lo más cerca posible de la bobina del primer oscilador local, las tomas de antena cerca de los circuitos de entrada y la ganancia regulador cerca del transistor VT3. Las tomas de control de volumen y telefónicas se pueden ubicar en cualquier lugar, pero si la longitud de los conductores que las conectan es de varios centímetros, se debe usar un cable blindado, cuya trenza está conectada al cable común de la placa y al chasis. Antes de instalar el receptor, debe verificar cuidadosamente la instalación y eliminar errores. Luego, encendiendo el receptor, verifique los modos de funcionamiento de los transistores y microcircuitos con un avómetro. El voltaje en los emisores de los transistores de salida (VT6 y VT7) debe ser de aproximadamente 5,5 V (todos los valores se dan para una tensión de alimentación de 9 V). El rendimiento del amplificador AF se verifica tocando el terminal derecho de la resistencia R13 con unas pinzas, se debe escuchar un fondo de corriente alterna en los auriculares. El voltaje en el drenaje del transistor VT3 debe variar de 2...5 V a 8,5 V cuando se mueve el control deslizante de la resistencia de ajuste R8. La corriente del transistor VT1 se determina midiendo el voltaje a través de la resistencia R3; debe ser 0,3...1 V, lo que corresponde a una corriente de 0,8...2,5 mA. Si la corriente es insuficiente, tendrás que aplicar una polarización a la primera puerta, como se describe arriba, y si hay demasiada corriente, aumentar la resistencia de la resistencia R1. El funcionamiento de los osciladores locales se verifica conectando las sondas del avómetro a los terminales de los condensadores C13 o C24. El voltaje entre ellos debe ser de 5...7 V. Cerrar los terminales de las bobinas L3 y L6 debería provocar una disminución del voltaje de 0,5...1,5 V, lo que indicará la presencia de generación. Si no hay generación, debes buscar la pieza defectuosa (normalmente resulta ser un inductor o un transistor). Es conveniente realizar todas las operaciones anteriores antes de instalar la placa en el chasis del receptor. No es necesario conectar el condensador de sintonización C6 ni el control de volumen. Un ajuste adicional se reduce a sintonizar los circuitos del receptor a las frecuencias requeridas. En este caso, es recomendable utilizar al menos el generador de señales estándar (SSG) más simple. Después de instalar la placa en el chasis y realizar las conexiones faltantes, se suministra una señal no modulada con una frecuencia de 20 kHz (a través de un condensador con una capacidad de 1000...3 pF) desde el GSS a la puerta del transistor VT500. El circuito inversor L4C17 se ajusta al voltaje máximo de AGC, que se mide con un avómetro en el condensador C12. La amplitud de la señal de salida GSS debe mantenerse de manera que el voltaje del AGC no supere los 0,5...1 V. El regulador de ganancia R8 se coloca en una posición en la que el voltaje en el drenaje del transistor VT3 sea de 5...6 V. . Segundo. El oscilador local se ajusta hasta que se obtiene un ritmo: un fuerte silbido en los teléfonos conectados a la salida del amplificador 34. El circuito L4C17 también se puede ajustar de acuerdo con el volumen máximo del ritmo. Habiendo aplicado la señal GSS a través del mismo capacitor de acoplamiento a la primera puerta del transistor VT1 (no es necesario apagar el circuito de entrada), sintonice el GSS a la frecuencia promedio de la banda de paso EMF y seleccione la capacitancia de los capacitores C9 y C11. de acuerdo con el voltaje máximo de AGC o el volumen máximo del tono de batido en la salida del receptor. Al mismo tiempo, al ajustar la bobina L6, debe configurar la frecuencia del segundo oscilador local cerca de la frecuencia límite inferior de la banda de paso EMF. Si se utiliza el filtro EMF-9D-500-3.0V y el oscilador está sintonizado desde una frecuencia de 500 kHz y superior, debería aparecer un tono de ritmo bajo a una frecuencia de 500,3 kHz, luego el tono debería aumentar y desaparecer a una frecuencia de 503 kHz. frecuencia de XNUMX kHz. Si utiliza otro filtro de frecuencia, la configuración de GSS cambiará en consecuencia, pero la imagen del fenómeno seguirá siendo la misma. La última etapa de la configuración es configurar los circuitos del primer oscilador local y el filtro de entrada. Habiendo suministrado una señal con una frecuencia de 1880 kHz desde el GSS al conector XS2, el receptor se sintoniza a esta frecuencia girando el regulador de bobina L3. El rotor del condensador de sintonización C6 debe estar en la posición media. Los ajustadores de las bobinas L1 y L2 establecen el volumen máximo de recepción. Finalmente, se mide el rango de sintonización del receptor (debe cubrir todo el rango de radioaficionado de 160 m) y se verifica la disminución de la sensibilidad en los bordes del rango. Si no excede 1,4 veces, el ancho de banda del filtro de entrada es suficiente. En caso contrario, para ampliarlo, se aumenta ligeramente la capacitancia del condensador de acoplamiento C2. Finalmente se ajustan los circuitos de entrada del receptor y se establece la ganancia de IF óptima al recibir señales de estaciones de aficionados. En ausencia de un GSS, la trayectoria de FI se ajusta según el ruido máximo a la salida del receptor, y la frecuencia del segundo oscilador local se ajusta según el tono de este ruido. Cuando el segundo oscilador local está sintonizado en el centro de la banda de paso EMF, el ruido tiene el tono más bajo. En esta etapa de configuración, debes asegurarte de que la mayor parte del ruido provenga de la primera etapa del transistor VT1. Para este propósito, los terminales del devanado de entrada del EMF se cortocircuitan (el condensador C9 está soldado a ellos); el volumen del ruido debería disminuir significativamente. Los condensadores C9 y SP se seleccionan para obtener el máximo ruido, configurando el control deslizante de la resistencia R8 en la posición de máxima ganancia. El circuito del oscilador local y los circuitos de entrada se ajustan cuando se reciben estaciones de aficionados. Para detectarlos, la antena se puede conectar a través de un condensador con una capacidad de 20...40 pF a la primera puerta del transistor VT1. Habiendo configurado el alcance del receptor usando el trimmer de bobina L3, ajuste el circuito L2C4 al volumen de recepción máximo y luego, cambiando la antena al conector XS2, finalmente ajuste ambos circuitos de filtro de entrada. Puede aclarar la configuración de frecuencia del segundo oscilador local encontrando una portadora no modulada en el aire y reconstruyendo el receptor con el condensador C9. A medida que su capacitancia disminuye, el receptor sintoniza la frecuencia y el tono de batido debería aparecer a una frecuencia de aproximadamente 300 Hz y desaparecer a una frecuencia de aproximadamente 3 kHz. La ganancia de IF se establece con una resistencia R8 ajustada para que el propio ruido del receptor se pueda escuchar silenciosamente sin una antena, y cuando se conecta una antena externa de al menos 10 m de longitud, aumenta notablemente; esto será una señal de suficiente sensibilidad del receptor. Durante las pruebas, este receptor de radio recibió señales de muchas estaciones de radioaficionado ubicadas en las partes europea y asiática de la URSS, incluidas Karelia, los estados bálticos, Transcaucasia, la región del Volga y Siberia occidental, utilizando una antena interior por la noche. Literatura
Autor: V. Polyakov
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