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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Amplificador de potencia del transceptor. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / radiocomunicaciones civiles Un amplificador de potencia de transistor de banda ancha permite simplificar significativamente el diseño de un transceptor moderno y garantizar (a diferencia de los dispositivos de válvulas) el funcionamiento sin sintonizar de la etapa final. Como informó el autor del artículo, este silo fue repetido por varias ondas cortas y funciona perfectamente para todos. Habiendo sufrido con la fabricación y ajuste de varias variantes de silos, analicé los circuitos de las etapas de salida de transceptores extranjeros fabricados en fábrica destinados a comunicaciones de radioaficionados, así como circuitos militares domésticos de equipos de una clase similar. Como resultado, ha aparecido un cierto enfoque en el diseño de amplificadores de potencia de transistores de banda ancha para transceptores de onda corta. Al adherirse a él en la fabricación de silos, es más probable que el radioaficionado evite problemas tanto durante su instalación como durante la operación posterior. Aquí están las principales disposiciones de este enfoque. 1. En el silo es necesario utilizar transistores especialmente diseñados para amplificación lineal en la banda de frecuencia de 1,5 ... 30 MHz (series KT921, KT927, KT944, KT950, KT951, KT955, KT956, KT957, KT980). 2. La potencia de salida del dispositivo no debe exceder el valor máximo de potencia de un transistor de un silo push-pull (en tecnología militar, esta cifra no supera el 25% de la potencia máxima del transistor). 3. Los prestages deben trabajar en clase A. 4. Los transistores para etapas push-pull deben seleccionarse en pares. 5. No debe esforzarse por obtener la ganancia máxima (Kus) de cada etapa. Esto conducirá a su trabajo inestable. Es más conveniente introducir una cascada adicional y reducir los Kus de las cascadas restantes mediante retroalimentaciones negativas. 6. El montaje debe ser rígido y los cables de los elementos deben tener una longitud mínima. La forma más fácil es usar el montaje de PCB con almohadillas de soporte. 7. Los ahorros en condensadores de bloqueo y cadenas de desacoplamiento afectan negativamente la estabilidad del amplificador en su conjunto. 8. No se justifica el ahorro en el tamaño del radiador. Aquí los intentos de "microminiaturizar" el equipo generalmente terminan en estrés nervioso seguido de costos materiales. La potencia nominal de salida del amplificador propuesto con una tensión de alimentación de +24 V y una tensión de excitación de 0,5 V (rms) es de unos 100 vatios. La impedancia de salida del amplificador es de 50 ohmios y la impedancia de entrada es de 8 10 ohmios. Sin filtrado adicional, el nivel del segundo armónico en la salida del amplificador no supera los -34 dB, y el tercero - -18 dB. El nivel de los componentes combinados de tercer orden en el pico de la envolvente de la señal de dos tonos no supera los -36 dB. Estas medidas se realizaron con un analizador de espectro SK4-59A. Consumo de corriente: hasta 9 A (a la máxima potencia de salida). La banda de frecuencia de operación es de 1,8 a 30 MHz. El amplificador funcionó con éxito en pruebas largas (sin el uso de flujo de aire forzado). Tres etapas del amplificador de potencia (Fig. 1) se colocan en una placa común con dimensiones de 165x85 mm, fijadas directamente en la pared posterior: el radiador del transceptor. En la primera etapa se utilizó un transistor KT913A. Puede ser reemplazado por KT904A, KT911A. La corriente de reposo del transistor (dentro de la retroalimentación de C2, R3 y C4, R4, R5 forma la respuesta de frecuencia de la cascada. La respuesta de frecuencia de la cascada puede ser aumentada por el capacitor C4 en la banda de 24 ... 28 MHz Los valores de C2 y R3 afectan la respuesta de frecuencia general.Alimentado desde una fuente con un voltaje de +12 V, entonces se puede realizar en un transistor KT939A, que está especialmente diseñado para amplificadores lineales de clase A. Transformador T1 está hecho sobre un núcleo magnético anular de ferrita grado 1000NM-3, tamaño K10x6x5 mm Los devanados contienen 8 vueltas de alambre PEV 0,2 mm.
La segunda etapa se ensambla en un transistor KT921A. Este transistor está diseñado para amplificadores lineales de bandas KB y VHF. La corriente de reposo de esta etapa - 300 ... 350 mA se establece seleccionando la resistencia R7. La característica de la cascada está formada por los elementos R8, R9, C7, R6 y C8. Los llamados "prismáticos" se utilizaron como transformador T2 (ver, por ejemplo, un artículo en "Radio", 1984, No. 12, p. 18). Las dos columnas del transformador se ensamblan a partir de núcleos magnéticos anulares hechos de ferrita de grado 1000NM-3 o 2000NM-3 con un diámetro exterior de 10 mm. La longitud de la columna mecanografiada es de unos 12 mm (3-4 anillos). Devanado primario: 2-3 vueltas de cable MGTF de 0,25 mm, secundario: 1 vuelta de MGTF de 0,8 mm. La etapa de salida del amplificador es push-pull. Aquí puede usar transistores de tipo KT956A, KT944A, KT957A. Lo mejor en términos de margen de seguridad - KT956A. Los transistores KT944A dan un "bloqueo" de la respuesta de frecuencia en los rangos de HF, y los KT957 son menos confiables. Un par de transistores combinados garantiza una alta eficiencia del amplificador y una buena supresión de armónicos. La corriente de reposo de los transistores VT3, VT4 se establece seleccionando la resistencia R14. Debe ser de 150 ... 200 mA (para cada transistor). La respuesta de frecuencia de la cascada está formada por los elementos R10-R13, C10, C11. Los condensadores C10, C11 afectan a Kus en rangos de baja frecuencia y las resistencias R10-R13 en alta frecuencia. La capacitancia del capacitor C15 determina el aumento de la respuesta de frecuencia en la banda de frecuencia 28 ... 30 MHz. A veces es útil incluir un condensador con una capacidad de 750 ... 1500 pF en paralelo con el devanado secundario del transformador. Esto también ayudará a aumentar la respuesta de frecuencia a frecuencias superiores a 24 MHz. En este caso, el Kuss de la cascada debe controlarse a 10 ... 14 MHz, para que no haya un "bloqueo" de la característica aquí. Es necesario comprobar la correcta selección de estos elementos a potencia de trabajo, ya que a potencias bajas las "impedancias" no son las mismas que en el modo "crucero". El diseño del transformador T3 afecta fundamentalmente la calidad del amplificador. El circuito magnético es anular de ferrita grado 100NN-4, tamaño K16x8x6 mm. El devanado con derivación tiene 6 vueltas de 16 hilos PEV-2 de 0,31 mm trenzados entre sí, divididos en dos grupos de 8 hilos. La retirada se realiza desde el punto de conexión del final del primer grupo con el inicio del segundo. El otro devanado es de 1 vuelta de alambre MGSHV-0,35 mm, de 10 cm de largo.El transformador de salida T4 es un "binocular" de 2 columnas de 7 núcleos magnéticos anulares de su ferrita grado 400NN-4, tamaño K16x8x6 mm cada uno. Devanado primario: 1 vuelta de trenza de un cable coaxial, secundario: 2 vueltas de 10 cables MPO-0,2 conectados en paralelo. El devanado secundario se encuentra dentro del primario. Los experimentos con varias opciones de diseño para este transformador mostraron su desempeño con ferritas con una permeabilidad de 400-1000 con diámetros de anillo de 12 a 18 mm. El devanado secundario también se puede enrollar en un solo cable, por ejemplo, MGTF - 0,8 ... 1 mm. No olvide que el transformador se calienta notablemente durante el funcionamiento y, en consecuencia, el aislamiento de los cables debe ser resistente al calor. La resistencia óhmica de los inductores L4, L5 debe ser mínima para que no tengan polarización automática. Aquí puede usar, por ejemplo, DM-1,2 con una inductancia de 8 ... 15 μH. El transistor VT5 (estabilizador de voltaje de polarización para transistores de salida) se fija a través de una junta de mica en un disipador de calor común con ellos. Los diodos VD3 y VD4 deben estar en contacto térmico con uno de los transistores de salida. Relé K1 tipo RES34 (pasaporte RS4. 524. 372), aunque RES10, sirven de forma fiable durante varios años. La carcasa del relé debe conectarse a un cable común. A la salida del transformador T4 está conectado "protección contra tontos": resistencias de dos vatios R23, R24 con una resistencia total de 470 ... 510 ohmios. Desde el punto de su conexión, se elimina el voltaje de RF para el indicador de potencia de salida (detector en VD5) y el sistema ALC. En el caso de una falla del relé K1, el relé de la placa del filtro de paso bajo o una antena abierta, estas resistencias disiparán toda la potencia y la SWR será 10. Esto no es tan malo, ya que el ALC el sistema funcionará y reducirá la potencia de salida. Si el ALC también falla, entonces la "protección contra tontos" funcionará: el "espíritu de la pintura quemada" provendrá de estas resistencias. Los transistores pueden soportar fácilmente tal ejecución. Para potencias de hasta 100 W, el fabricante garantiza "el grado de desajuste de carga (en Pout = 70 W) durante 1 s 30:1". En nuestro caso, será 10:1, por lo que podemos trabajar la transferencia durante tres segundos y pensar: "¿A qué huele?". Un filtro de paso bajo de dos secciones (L7L8C21C23C25) con una frecuencia de corte de 32 MHz está soldado directamente en la placa del amplificador. La potencia (+24 V) al amplificador se suministra constantemente desde el momento en que se enciende el transceptor, y cuando se cambia al modo de transmisión, el voltaje de control de +12 V se aplica al bus +TX. El ajuste del amplificador se realiza en la siguiente secuencia. Después de configurar las corrientes de reposo de los transistores VT1 - VT4, soldamos la salida del capacitor C5 de los circuitos base VT2 y lo conectamos a través de una resistencia de 10 ... 20 Ohm (1 W) a un cable común. Habiendo aplicado una señal del GSS a la entrada del silo con una frecuencia de 29 MHz, seleccionamos el capacitor C4, igualando la respuesta de frecuencia a esta frecuencia. Habiendo restaurado la conexión C5, VT2, cargamos el transformador T4 con una resistencia no inductiva de 50 ... 60 Ohm (25 W) con cables de longitud mínima. Al establecer el nivel de la señal de entrada en 0,2...0,3 V (rms), medimos el consumo de corriente de los transistores VT3, VT4 y el voltaje de RF en la carga. Al intercambiar las conclusiones del devanado primario del transformador T3, determinamos su conexión óptima, por el voltaje máximo en la carga. Al aumentar el nivel de la señal de entrada a 0,5 V (rms), medimos Ipot y Pout. Al seleccionar el capacitor C15, logramos la potencia más alta en la salida del amplificador a una frecuencia de 29 MHz (470 ... 2200 pF, dependiendo de la permeabilidad del circuito magnético del transformador T3). Sin cambiar el nivel de la señal en la entrada, medimos Pout e Iout a frecuencias de 14, 7 y 1,8 MHz. Los resultados de la medición se registran. De acuerdo con la potencia de salida máxima con el consumo mínimo de corriente, seleccionamos secuencialmente el número de vueltas del devanado primario, primero del transformador T2 (no más de 5 vueltas) y luego del transformador T3 (2-3 vueltas). Al mismo tiempo, comparamos los datos sobre la potencia de salida a frecuencias de 29, 14 y 1,8 MHz. Dado que la salida de los filtros de paso de banda rara vez produce los mismos niveles de señal para todos los rangos, es necesario formar la respuesta de frecuencia final seleccionando las resistencias R6, R10-R13 y los condensadores C10, C11 con un excitador real (en el transceptor), y no con GSS. 57. El preamplificador (Fig. 2) se ensambla en una placa separada junto con los filtros de paso de banda (BPF) y un atenuador de receptor (ATT). El transistor VT1 (es posible reemplazarlo con transistores de los tipos KT325, KT355 con cualquier índice de letras) funciona en modo lineal. La ganancia de la cascada es de aproximadamente 10. La carga es un transformador de banda ancha T1, realizado en un circuito magnético anular de ferrita grado 600HH, tamaño K10x6x5 mm. Los devanados contienen 8 vueltas de cable PEV de 0,2 mm. La corriente de reposo del transistor (20 mA) se establece seleccionando la resistencia R4. La característica de amplitud-frecuencia de la cascada está formada por los elementos R7, C4.
La tecla en el transistor VT2 controla el relé K3, que conecta la entrada de la línea PA al DFT en el modo de transmisión. Filtros de paso de banda: dos circuitos. Para los inductores, se utilizaron marcos con un diámetro de 8 mm de televisores. Esta, por supuesto, no es la mejor opción, pero DFT se adapta bien a la tarea de selección por espejo y canales laterales. El transceptor tiene tres etapas de protección para la etapa de salida del amplificador de potencia en caso de sobrecargas. En la fig. La figura 3 muestra ALC (control automático de nivel de señal) y alta protección SWR.
Estos circuitos de protección operan a través de un amplificador DSB basado en un transistor de efecto de campo de doble puerta. El voltaje en la segunda puerta de este transistor determina la cascada Kus y, en consecuencia, la potencia de salida de toda la línea de la cascada de salida. La señal del detector VD5 (ver Fig. 1 en la primera parte del artículo) y la señal del medidor SWR (Fig. 3) a través de los diodos de aislamiento VD2, VD3 se alimentan al interruptor de transistor (VT1, VT2). La salida del emisor del transistor VT2 a través de una resistencia variable (regulador de potencia de salida) con una resistencia de 4,7 ... 10 kOhm está conectada a un cable común. El contacto móvil de esta resistencia está conectado a la segunda puerta del amplificador DSB. Si la carga no está conectada a la etapa de salida (por ejemplo, el relé de la unidad de filtro de paso bajo está fuera de servicio), el voltaje de RF en la salida T4 aumenta. Es rectificado por el diodo VD5 y cierra el interruptor de transistor VT1, VT2. El voltaje en la segunda puerta del amplificador DSB y, en consecuencia, la acumulación de la etapa de salida se reducen. Lo mismo sucede cuando la ROE supera el nivel permisible, con la única diferencia de que el diodo VD1 del medidor de ROE sirve como rectificador. Habiendo cargado la etapa de salida en el equivalente de la antena, las resistencias de ajuste R2 y R3 establecen los niveles de operación del sistema de protección. Con una potencia de salida de 100 W, el par KT956A puede soportar SWR de hasta 5 o más. Puede limitarse a SWR = 3 ... 4, en el que el sistema de protección ya está comenzando a funcionar. Para ello, en lugar de un equivalente, se debe conectar una carga con valores aproximados de 20 o 150 Ohmios y configurar el nivel de funcionamiento de la protección con las resistencias R2 y R3. La ganancia general de la línea PA puede limitarse mediante la selección de la resistencia R5. Cuando se utilizan transistores del tipo KPZ50 o KP306 en el amplificador DSB, el voltaje en la segunda puerta debe establecerse en no más de +5 ... 7 V. Los condensadores C7 y C9 aseguran un funcionamiento sin problemas del sistema ALC. Si sus capacitancias son demasiado pequeñas, la señal se distorsiona, se produce una fuerte limitación, que es desagradable para el oído, si las capacitancias son grandes, el sistema reacciona con retraso a los cambios en la carga de la etapa de salida y todo el significado. de esta protección se pierde. Al controlar la calidad de la señal con un receptor adicional, puede lograr una buena señal ajustando la profundidad del ALC y su tiempo de respuesta seleccionando R3, R2, C7, C9. El transformador del medidor SWR T1 está enrollado en un circuito magnético de ferrita anular de la marca M50VCh-2, tamaño K12x6x4 mm. El devanado secundario tiene 28 vueltas de hilo PELSHO de 0,2 mm. El devanado primario es un cable coaxial que pasa por el anillo del transformador y que conecta el filtro de paso bajo al conector de antena del transceptor. La tercera etapa de la protección del amplificador es la limitación de la corriente consumida de la fuente de alimentación de +24 V. Con una potencia de salida del amplificador de hasta 100 W, la corriente de funcionamiento de la protección del estabilizador se establece en 8,5 ... 9 A. Algunas palabras sobre los circuitos magnéticos de ferrita que se venden en los mercados de radio. Al comprar, nunca diga qué tipo de permeabilidad necesita. Es mejor preguntar cuál es, ya que el vendedor siempre tiene a mano una "caja de impuestos", donde está exactamente la permeabilidad que usted nombra. Con un alto grado de riesgo, pero aún es posible distinguir la ferrita en apariencia, que tiene una alta permeabilidad. Suele tener un color más oscuro ("carbón cocido"), un grano más grande y "suena" con un probador (marca HM). Las ferritas de pequeña permeabilidad son de color gris, a veces con una capa de "óxido", de grano muy fino y no están "anilladas" por el probador. En el entorno de la radioafición existen diversos rumores sobre el uso de ferritas de las marcas NN y NM. No he podido encontrar ninguna diferencia en el rendimiento de estas ferritas, al menos no en el diseño del amplificador que se está replicando. Pero en equipos militares, especialmente en transmisores de transistores, las ferritas de la marca NM se pueden encontrar con mayor frecuencia. Esta información no es vinculante. Quizás alguien quiera realizar un estudio detallado en esta dirección y en el futuro compartir los hallazgos con la fraternidad de radioaficionados. Autor: Alexander Tarasov (UT2FW), Reni, Ucrania
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