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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Fuente de alimentación conmutada para UMZCH. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Amplificadores de potencia de transistores Las ventajas de una fuente de alimentación conmutada en comparación con una fuente de alimentación de red de tipo clásico con una potencia de 150 W son obvias: peso y dimensiones significativamente menores. Con el diseño y la instalación correctos, cualquier interferencia perceptible y el fondo de la red de CA quedan excluidos tanto en el UMZCH como en el sistema de audio en su conjunto. Una descripción detallada del establecimiento de una fuente de alimentación pulsada también será útil en la fabricación de un convertidor más potente con varios voltajes de salida. ¿Ser o no ser fuente de alimentación conmutada (SMPS) en la UMZCH? Tal pregunta sacramental en relación con esta clase de dispositivos no es en modo alguno accidental. Esto también se evidencia en la discusión de los radioaficionados en el foro del sitio web de la revista, dedicado a la publicación [1]. La mayoría de los participantes en la discusión aún consideran justificado el uso de SMPS en UMZCH. Pero hay un inconveniente en el diseño del transformador de pulso SMPS [1], al que los participantes en la discusión no prestaron atención en absoluto. Su devanado primario está enrollado en dos hilos. Aunque el acoplamiento magnético de las espiras en este caso es máximo, se consigue de forma arriesgada. En todas las vueltas adyacentes, la diferencia de potencial efectiva alcanza la tensión de red rectificada (unos 300 V). El aislamiento de laca de los conductores puede resistir tal impacto, pero ¿qué puede pasarle después de unos años de funcionamiento? Incluso en ausencia de una superposición de conductores (y esto no está excluido), su inevitable desplazamiento mecánico durante el calentamiento y el enfriamiento después de cada encendido puede debilitar significativamente la rigidez dieléctrica del aislamiento y luego ... en el mejor de los casos, el fusible se "quemará". En este caso, está más justificado el uso del cable PELSHO en lugar del PEV-2 recomendado por el autor. En general, el diseño del circuito propuesto es bastante viable. El flyback SMPS proporciona alguna ventaja (con la excepción de la limitación de la potencia de conversión) sobre el convertidor de pulsos propuesto en [1]. Solo un transistor de conmutación, estabilización efectiva del voltaje de salida con cambios en el voltaje y la carga de la red, alta capacidad de fabricación de los devanados para el circuito magnético en forma de W en comparación con el anillo (toroidal): esto está lejos de la gama completa de ventajas de dicho convertidor. Han pasado alrededor de cuatro años desde la publicación del artículo mencionado, durante este período se han propuesto en la revista otras variantes de circuitos del SMPS, en particular [2-4]. En el mismo artículo, propongo una variante de dicho dispositivo con salida multicanal. Los principales parámetros
El valor rms de la ondulación del voltaje de salida se midió con un milivoltímetro VZ-48A. El rango operativo del voltaje de entrada caracteriza la posibilidad de operación a largo plazo del SMPS en el intervalo especificado y la capacidad de neutralizar caídas y sobretensiones a corto plazo en el voltaje de la red sin degradar los parámetros dados. Sin embargo, debe recordarse que el dispositivo no se puede encender a una tensión de red inferior a 170 V. El convertidor flyback funciona en un flujo magnético intermitente en un transformador de pulsos, el ciclo de trabajo máximo de los pulsos de conmutación es 0,45 (a la tensión de red mínima). Los rectificadores de voltaje de salida más potentes (canales 1, 2) están diseñados para alimentar las etapas de salida del puente UMZCH y de baja potencia (canales 3, 4), para los circuitos amplificadores de entrada en el amplificador operacional. Dispositivo y diseño Considere el funcionamiento del dispositivo de acuerdo con el diagrama de circuito que se muestra en la Fig. una.
Tanto el circuito en sí como los elementos utilizados con su posible reemplazo se describieron en detalle en [2–4], y no se requieren comentarios adicionales aquí. Sin embargo, es necesario describir con más detalle el método utilizado aquí para encender el lazo de control secundario, ya que es importante tener en cuenta sus características al configurar un SMPS. Con ligeras simplificaciones, el proceso de estabilización del voltaje de salida a través del circuito de retroalimentación secundario se puede representar de la siguiente manera. Como elemento de seguimiento en dispositivos similares, se utiliza el llamado estabilizador de tipo paralelo: un microcircuito DA2 KR142EN19A (importación analógica: TL431 con cualquier índice de letras). La carga del microcircuito es la resistencia de balasto R17 conectada en paralelo y el diodo emisor (terminales 1, 2 del optoacoplador U1) con la resistencia limitadora de corriente R18. La resistencia de balasto crea la carga mínima necesaria para el funcionamiento normal del microcircuito. El voltaje de salida a través de un divisor resistivo ajustable R14-R16 se aplica a la entrada de control del microcircuito (pin 1). Para garantizar un margen de regulación, el divisor se calcula de modo que en la entrada de control del microcircuito a la tensión de salida nominal del SMPS, el intervalo de tensión establecido por la resistencia de sintonización R15 sea de aproximadamente 2,5 ± 0,25 V. Suponga que en el pico del volumen del fonograma, la corriente consumida por el UMZCH aumentará considerablemente y, debido a la mayor caída de voltaje en el devanado IVa y el diodo rectificador VD6, el voltaje de salida de la fuente de +35 V disminuirá. En consecuencia, el voltaje en la entrada de control del microcircuito DA2 (pin 1) disminuirá y la corriente a través de la resistencia de balasto y el diodo emisor disminuirán drásticamente. La resistencia equivalente de la sección colector-emisor del fototransistor acoplado ópticamente al diodo emisor aumentará. Dado que esta resistencia está conectada en paralelo con la resistencia R3, que es el brazo superior del divisor de tensión resistivo, la tensión en la entrada del amplificador de señal de error (+2,5 V en el pin 2 de DA1) disminuirá. El amplificador de señal de error compensará inmediatamente dicha disminución en el voltaje de entrada aumentando el ciclo de trabajo de los pulsos de conmutación y, por lo tanto, restaurará el valor de voltaje anterior en la salida del dispositivo. Las características del dispositivo también deben incluir las fuentes de voltaje de salida multicanal. El control y la regulación del voltaje de salida se realizan solo en un canal, pero una fuerte conexión magnética entre todos los devanados secundarios le permite estabilizar efectivamente el voltaje en cada canal con un controlador PWM. La placa de circuito impreso del dispositivo se muestra en la fig. 2.
Entre las características de diseño del IIP, cabe destacar las siguientes. El nodo controlador SHI A1 (el dibujo de su placa se encuentra en la Fig. 3) se conecta a la placa principal mediante un conector unificado de cuatro pines X1, similar a los que se utilizan en los televisores USCT Los tornillos de fijación entre la placa principal y el disipador de calor proporcionan su conexión eléctrica con el cable común del SMPS. El transistor de conmutación VT1 se instala a través de una placa de mica en un disipador de calor acanalado con dimensiones de 70x45x24 mm. La placa controladora A7,5 está unida al mismo disipador de calor con dos tornillos en bastidores tubulares de 1 mm de altura. El microcircuito DA1, instalado en la placa a través del panel adaptador, está firmemente presionado contra el disipador de calor por la superficie del disipador de calor de la carcasa. El uso de pasta de organosilicio conductora de calor KPT8 permite que el controlador controle la temperatura de funcionamiento del transistor y apague automáticamente el SMPS en situaciones de emergencia cuando se sobrecalienta. Cuando se monta en la placa A1, el transistor VT1 se suelda con cables preformados de modo que su plano quede paralelo a la superficie de la placa, y la brida metálica de la caja del transistor mira hacia el disipador de calor conectado por una placa de sujeción y dos tornillos adicionales. La propia placa A1 también se enfrenta al disipador de calor con el lado donde se encuentran los elementos. Los condensadores C9, C10 se sueldan directamente a los contactos correspondientes del panel desde el lado de los conductores impresos.
En la placa principal, el optoacoplador U1 también se instala a través del panel adaptador. Se suministra un voltaje de +35 V al circuito de control secundario a través de un disipador de calor conectado eléctricamente al cátodo del diodo VD6, lo que hizo posible prescindir de un puente adicional en la placa de circuito impreso. En la versión del autor, se utilizó un radiador acanalado con dimensiones de 40x20x18 mm, como se hizo anteriormente para los transistores P213-P217. Como disipador de calor, también puede utilizar productos laminados de aluminio en forma de U con un grosor de 1,5 ... 2 mm y dimensiones de 100x40 mm. El diodo se suelda en la placa de modo que su brida de metal, conectada eléctricamente al cátodo, mire hacia el disipador de calor y luego se presiona con dos tornillos. El mismo disipador de calor es adecuado para el diodo VD7. El dispositivo no necesita refrigeración forzada adicional. Resistencia de corte R15 - tipo SPZ-16V. Con los condensadores de filtro de óxido seleccionados (serie CarXon o similar), el nivel requerido de ondulación del voltaje de salida es proporcionado completamente por bobinas de choque estándar de alta frecuencia, y no hay necesidad de fabricarlos en casa. Se utilizan chokes DM-2 en canales de 35x2,4 V y DM-2 en canales de 15x0,6 V. Todos estos chokes se instalan perpendiculares al tablero principal. Para el inductor L2, se utiliza una pieza de ferrita tubular de 10 mm, que se utiliza, en particular, en los inductores mencionados. Se pasa un cable PEV-2 0,72 a través del orificio axial del tubo y luego cada extremo se dobla 180 ° desde su posición original, formando así un bucle cerrado. Este inductor suprime eficazmente las oscilaciones de alta frecuencia que se producen en el transformador cuando se enciende y apaga el transistor de conmutación, y también elimina la autoexcitación en los bucles de control. El transformador de pulsos del dispositivo y sus demás elementos principales se calculan utilizando el programa especializado VIPer Design Software, descrito en detalle en [4]. La inductancia del devanado primario del transformador a una frecuencia de conversión de 50 kHz debe corresponder a 420 ... 450 μH. La placa de circuito impreso del dispositivo se diseñó inicialmente para un transformador con un circuito magnético Sh10x10 hecho de ferrita M2500NMS1 con un panel de contacto estándar (números de pin 1'-6', 7-12). Pero luego el tablero se complementó con los pads 1-6. El problema de seleccionar un transformador como uno de los elementos principales que determinan la confiabilidad de todo el dispositivo surgió para el autor debido al hecho de que en una de las empresas metropolitanas, bajo la apariencia de un circuito magnético Sh10x10 hecho de ferrita M2500NMS1, se vendió un circuito magnético del mismo tamaño sin marca de fábrica. En el transformador, se calentó tanto que el aumento de temperatura claramente no se ajustaba a la tolerancia de diseño. Se varió la frecuencia de operación de la conversión y, en consecuencia, el número de vueltas, el orden de los devanados, el diámetro de los conductores, y todo fue en vano. A medida que se acumulaba el volumen de resultados negativos, maduró la idea de comparar la resistencia eléctrica del circuito magnético existente con la ferrita M3000NMS2 (W 12x20). Los resultados de la medición confirmaron la conjetura: la resistencia eléctrica medida por el dispositivo Ts4341 no dependía mucho de la posición relativa de los electrodos de medición aplicados, y para el material del conductor magnético "falso" era de 0,9 ... 1,2 kOhm, y para la ferrita M3000NMS2: 2 ... 3 kOhm. La literatura de referencia indica que la resistividad eléctrica de M2000NM1 es de 0,5 Ohm-m y M2500NMS1 (M3000NMS2) es de 1 Ohm-m. Como resultado, una de las empresas que vendía componentes importados seleccionó el transformador de impulsos más económico para televisores SAMSUNG (número decimal P/N 5106-061101-00) con un tamaño estándar del circuito magnético ER42/22/15 y un espacio no magnético de 1,3 mm (coeficiente de inductancia medido de aproximadamente 180 nH por vuelta) entre muchos componentes. La resistencia eléctrica específica del material resultó ser casi la misma que la de la ferrita M3000NMS2 (W 12x20). Para usar en el IIP de tales y otros transformadores prefabricados, se realizan las siguientes operaciones tecnológicas. Antes del desmontaje, la pantalla electrostática se retira del transformador y luego se sumerge completamente en acetona u otro solvente y se mantiene allí durante tres días. Después de tal operación, el marco con devanados debe moverse a lo largo del núcleo central del circuito magnético sin aplicar esfuerzos significativos. Este núcleo magnético se sujeta en un tornillo de banco a través de espaciadores de cartón desde el lado opuesto a los terminales. Dos potentes soldadores calientan hasta 100 ... 120 ° C los lugares de pegado de las uniones de las dos mitades del circuito magnético y, a través del mandril en forma de U, aplican un ligero golpe con un martillo en el marco con los devanados hacia los cables del transformador. Como resultado del impacto, las mitades del circuito magnético deberían separarse. Queda por rebobinar los devanados de acuerdo con los datos proporcionados en el artículo. Un margen significativo en la sección transversal de la ventana del circuito magnético permite el uso de alambres de bobinado de mayor diámetro y, si es necesario, aumentar la potencia de salida del SMPS. También es posible utilizar un transformador con circuito magnético Ø12x20x21 de ferrita M3000NMS2, utilizado en fuentes de alimentación conmutadas para televisores USCT. Además, la potencia de salida del SMPS en este caso se puede aumentar significativamente sin alterar la parte eléctrica del dispositivo. Pero un transformador con una potencia nominal de 120 W (máximo 180 ... 200 W) deberá calcularse de acuerdo con las recomendaciones de Yu. Semenov [2]. En esta modificación, habrá que desplazar ligeramente algunos elementos del tablero. En el circuito magnético del transformador de pulsos de la fuente de alimentación SAMSUNG TV, utilizada por el autor, primero se colocan 17 vueltas en dos cables PEV-2 0,57 (devanado la), luego, después de enrollar el aislamiento, los devanados IV6 y IVa se enrollan (segunda y tercera capa, 21 vueltas cada uno) con cable PEV-2 1,0, y nuevamente se enrolla el aislamiento. En la cuarta capa, en dos cables PEV-2 0,41 "descargados" - 9 vueltas de los devanados Shb y Sha. Después de enrollar el aislamiento, la quinta capa es de 5 vueltas con cable PEV-8 2 (nuevamente "en una descarga") del devanado II. Las capas 0,12 y 6 son el devanado 7, que consta de 16 y 17 vueltas, respectivamente, en dos cables PEV-16 2. Las secciones la y 0,57 del devanado primario se conectan soldando los pines correspondientes en el pin 16 (2'), el cual se acorta unos milímetros para que no interfiera con la instalación del transformador en el tablero. La conclusión 2 no está soldada a la placa. Después de pegar el núcleo magnético, se instala una pantalla en el transformador terminado: una bobina de lámina de cobre de 2 mm de ancho que cubre la parte media de la bobina. Como han demostrado los experimentos con otros circuitos magnéticos, cuando se utiliza el circuito magnético Sh10x10 (M2500NMS1) con un espacio no magnético de aproximadamente 1 mm, el número de vueltas en los devanados será el mismo que para el circuito magnético "coreano". Además, un espacio no magnético constructivo de 1 mm en el núcleo central se puede reemplazar con espaciadores getinax de 0,5 mm de espesor entre las varillas laterales de un circuito magnético convencional. Al mismo tiempo, la inductancia de fuga del transformador aumenta de 4 a 6 μH, pero el aumento de voltaje en el drenaje causado por él en el momento en que se apaga el transistor de conmutación IRFBC40 aún está lejos de su valor límite de 600 V. Establecimiento de un SAI Si la instalación del dispositivo se lleva a cabo sin errores y se utilizan elementos reparables, su ajuste se reduce a configurar el voltaje de salida (seleccionando el modo de funcionamiento del optoacoplador). Sin embargo, es imposible excluir por completo la posibilidad de que el SMPS falle cuando se enciende por primera vez, por lo que consideraremos el proceso de ajuste con más detalle. La información proporcionada aquí también será útil al configurar un SMPS de diseño propio con otros voltajes de salida. En primer lugar, antes de instalar un transistor de efecto de campo, asegúrese de que esté funcionando. Cómo hacer esto se describió en detalle, por ejemplo, en [5] y otros artículos publicados en la revista. Luego, con la ayuda de un dispositivo universal para probar el SMPS [5], con el nodo controlador A1 apagado, se verifica la correcta fase de los devanados del transformador y la operatividad de los rectificadores de salida. Para que la frecuencia de funcionamiento del dispositivo corresponda a la frecuencia de conversión requerida (50 kHz), basta con soldar otro condensador de 220 pF en paralelo al condensador de ajuste de frecuencia de 120 pF del dispositivo. En este caso, los voltajes de salida del SMPS corresponderán aproximadamente a los requeridos. En la salida del dispositivo, se incluyen resistencias, cuyas resistencias equivalen aproximadamente a la mitad de la carga. En cada uno de los canales de 2x15 V, estas pueden ser lámparas incandescentes con una corriente de funcionamiento de 0,1 ... 0,2 A, lo que le permite controlar visualmente la apariencia de los voltajes de salida. En los canales de 2x35 V, se utilizan como carga dos resistencias conectadas en serie con una resistencia de 33 Ohm (PEV 25 W). El siguiente paso es verificar el estado del controlador y controlar el funcionamiento del SMPS con el circuito de control primario, para lo cual el circuito secundario se apaga temporalmente colocando el control deslizante de la resistencia R15 en la posición inferior de acuerdo con el diagrama y retirando el optoacoplador U1 del panel. Al establecer un SMPS, es necesario monitorear constantemente el voltaje de salida con un voltímetro. Su valor de 36 V es el máximo permitido para el chip DA2, y el voltaje inverso en los diodos rectificadores VD6, VD7 también se acerca al máximo permitido. Para identificar el margen de fuerza eléctrica del dispositivo, el autor aumentó deliberadamente este voltaje a 45 V durante varios minutos, pero la operación a largo plazo del SMPS en este modo es imposible debido a una fuerte disminución de la confiabilidad. Para verificar el estado del microcircuito DA1 y monitorear la operabilidad del circuito de control primario, se suelda una resistencia de sintonización "tecnológica" con un valor nominal de 3-22 kOhm a los puntos de conmutación de la resistencia R33 (se excluye temporalmente) con un reóstato, cuyo motor está configurado en la posición de resistencia máxima, y un diodo zener de 13 V de baja potencia se suelda al capacitor C18 en este momento, lo que limitará el voltaje de suministro del controlador. Con el nodo A1 retirado del conector X1, se suministra una tensión estabilizada de +13 V al terminal positivo del condensador C17,5 desde una fuente de alimentación de laboratorio (LIP), que es necesaria para garantizar el encendido del chip DA1. Sin conectar el SMPS a la red, al girar el motor de resistencia de proceso en el pin 3 del conector X1, el voltaje se establece en +2,5 V. Después de eso, el nodo A1 se inserta en el conector y, mediante un osciloscopio, se monitorea la presencia de pulsos en la puerta del transistor de conmutación VT1. Si es necesario, al seleccionar el circuito R6C8, se ajusta la frecuencia de los pulsos de conmutación. Si no hay pulsos, reemplace el chip DA1. En la siguiente etapa, el voltaje del LIP se reduce a +15 V, el voltaje de +2,5 V se restablece con una resistencia de proceso en el pin 3 del conector X1, luego el LIP se apaga y el SMPS se conecta a la red. El aumento en la tensión de alimentación del microcircuito se produce de forma relativamente lenta a medida que se carga el condensador C13, y se ve claramente un intervalo de tiempo de 0,5 ... 2 s entre la alimentación de la tensión de red y el momento en que se enciende. Es posible que para algunas muestras de microcircuitos KR1033EU10 (UC3842, KA3842), la tensión de alimentación del microcircuito no alcance el valor umbral de 14,5 ... 17,5 V requerido para encender el microcircuito ("se congela", por ejemplo, en +14 V), y luego se requerirá una disminución en la resistencia de la resistencia R9. El movimiento suave del motor de resistencia tecnológica asegura que el voltaje de salida del SMPS se pueda regular. En este punto, se completa el chequeo de salud del microcircuito DA1 y el control de la operatividad del lazo de control primario y se procede al establecimiento del lazo de control secundario. Cualquier LED está instalado en el panel para el optoacoplador U1 con el ánodo en el pin 1, el cátodo en el pin 2. En el circuito R18 - pin 1 del optoacoplador, se enciende un miliamperímetro de 15 ... 30 mA (este puede ser un dispositivo de medición combinado). Un LIP con un voltaje de salida de 35 V se conecta a la salida de +35 V del SMPS en la polaridad adecuada (la carga se puede apagar en este caso). La resistencia R18, que determina el valor de la potencia de salida máxima (el doble del valor nominal, aproximadamente 150 W), se preselecciona para que en la posición más alta del motor de resistencia R15 en el circuito, la corriente controlada no exceda los 12 mA. Si la corriente es significativamente más alta (en este caso, el LED puede fallar, pero aún es más barato que el optoacoplador) y la resistencia de corte R15 no es ajustable, reemplace el chip DA2. Luego, en lugar del LED, se instala un optoacoplador y se verifica nuevamente la posibilidad de regular la corriente de entrada y su valor máximo. Si no hay corriente, reemplace el optoacoplador. Después de eso, el motor de la resistencia R15 se coloca en la posición inferior de acuerdo con el diagrama, y la salida negativa del LIP se conecta a la salida 2 del optoacoplador. Al aumentar suavemente el voltaje de salida del LIP desde cero, la corriente controlada se establece en el rango de 1 ... 2 mA. El segundo LIP está conectado al condensador C13 y el voltaje en su salida se establece en 12,5 V, mientras que la fuente de alimentación del SMPS debe estar apagada. Al ajustar la resistencia del proceso, el voltaje en el pin 3 del conector X1 es de 2,5 V. Al cambiar la corriente del diodo emisor del optoacoplador dentro de 0,5 ... 3 mA, están convencidos de su fuerte influencia en el voltaje previamente establecido de 2,5 V. Si esto no sucede, reemplace el optoacoplador. La corriente de entrada del diodo emisor se establece nuevamente en el rango de 0,5 ... 2 mA, y se restablecen 2,5 V con una resistencia tecnológica en el pin 3 del conector X1, después de lo cual se apaga el segundo LIP con un voltaje de +12,5 V, y el primer LIP con un voltaje de salida de +35 V se conecta nuevamente a la salida del SMPS. Al mover suavemente el control deslizante de la resistencia R15 (hacia arriba según el esquema), el ajuste se detiene en el momento en que la aguja del miliamperímetro comienza a moverse. El LIP se desconecta del bloque y en su lugar se activa una carga equivalente. El SMPS ahora se puede encender de nuevo. Cuando la red está encendida, el voltaje de +35 V en la salida del dispositivo puede diferir en décimas de voltio del valor requerido. Usando el método de aproximación sucesiva, usando los ajustes de la resistencia R15 y la resistencia tecnológica (son altamente interdependientes), la corriente de entrada del diodo emisor se establece en aproximadamente 1,5 mA, y el voltaje en la salida del SMPS es de +35 V. Al cerrar los terminales de una de las resistencias de carga (33 Ohm) en el circuito de +35 V, controlan la disminución de la corriente del diodo emisor en aproximadamente 0,5 mA, y cuando una más de la resistencia de carga s en el circuito de -35 V está cerrado, una disminución adicional de 0,5 mA. En este caso, al usar un osciloscopio, se puede observar un aumento notable de dos pasos en el ciclo de trabajo de los pulsos de conmutación. En conclusión, LATRom cambia el voltaje de la red en el rango de 125 ... 250 V. Con todos los cambios en la carga resistiva y el voltaje de la red, el voltaje de salida del SMPS debe estabilizarse con una precisión de no menos de 0,1 V. Luego, se retiran un miliamperímetro, un diodo zener protector del dispositivo y se suelda la resistencia tecnológica (R3). Mida su resistencia efectiva y suelde una resistencia con la clasificación más cercana. Asegúrese de la estabilidad requerida del voltaje de salida. Después de eso, se mide la potencia máxima proporcionada por la fuente de alimentación a la tensión de red nominal, para lo cual se conectan resistencias de carga con una resistencia de 33 ohmios en paralelo a la salida de la fuente de alimentación, dos para cada canal. La corriente en la carga está controlada por un amperímetro de 3 A. Al reducir la resistencia de la resistencia R18 (en la versión del autor, hasta 680 ohmios), el dispositivo de protección se enciende con una corriente de más de 2,5 A cuando se conecta una carga adicional. Luego, con carga nominal, es necesario restablecer el voltaje de salida cambiado de +15 V con una resistencia sintonizada R35. Como resultado, con carga máxima, el voltaje de salida disminuye en 2 ... 3 V, según los parámetros del microcircuito. Esto completa el establecimiento del lazo de control secundario. En conclusión, el establecimiento, observando las precauciones, controló los pulsos en el drenaje del transistor de efecto de campo VT1. En presencia de autoexcitación de alta frecuencia, que puede ocurrir, por ejemplo, si los terminales del inductor L2 están cerrados, en el circuito controlado, además de los pulsos del inversor principal, estarán presentes pulsos de ruido estrechos (aproximadamente 1 μs de largo). Su espectro es tan amplio que dificultan la recepción de estaciones de radio incluso en la banda VHF con un receptor ubicado a pocos metros de un SMPS en funcionamiento. Este método le permite detectar la presencia de autoexcitación en el dispositivo "de oído", sin un osciloscopio. Después de eliminar la excitación, si es necesario, la carga aumenta al valor nominal y después de aproximadamente media hora, se verifican las condiciones térmicas de estado estable del transformador, el puente rectificador, el transistor de conmutación y los diodos en los circuitos de salida. Si todas las piezas están en buenas condiciones, la temperatura de sus alojamientos no debe superar la temperatura ambiente en más de 20 °C. El puente rectificador importado comprado para la versión del primer autor del SMPS resultó ser de calidad inferior y se sobrecalentó mucho incluso en reposo (en ausencia de cualquier carga conectada al rectificador de red). El motivo de tal deficiencia solo puede detectarse midiendo la corriente inversa de los diodos del puente a un voltaje de aproximadamente 300 V. El sobrecalentamiento del puente rectificador y su destrucción podrían dañar los elementos restantes del rectificador de red y, luego, el transistor de conmutación con el controlador. La versión topológica propuesta de la placa de circuito impreso del dispositivo, con algunas simplificaciones, también se puede usar al reemplazar el conjunto del controlador A1 con su análogo completo: el microcircuito VIPer100 (VIPer100A) importado. Acerca de las pruebas de SMPS Los parámetros del SMPS dados al comienzo del artículo se midieron en modo nominal con una carga constante en las salidas de la fuente de alimentación. Su potencia máxima se puede estimar a partir de la corriente máxima en la carga en las salidas +35 V y -35 V, que alcanza los 2,5 A cuando la tensión en estas salidas disminuye aproximadamente 3 V. Mientras tanto, si un UMZCH con una potencia de salida alta se conecta a la fuente de alimentación como una carga, esto corresponderá al modo dinámico En los picos del volumen de la señal de audio amplificada, especialmente en la banda de frecuencia de 20 ... .200 Hz, la carga en el SMPS aumentará, a veces (por un corto tiempo) excediendo el valor de corriente nominal varias veces, y en pausas, se debilitará al mínimo, limitado por la corriente de reposo de los transistores de salida UMZCH. Es obvio que los sistemas de control automático en el microcircuito permiten, hasta cierto punto, compensar las fluctuaciones en el voltaje de salida asociadas con la carga dinámica. Pero es claro que estas posibilidades no son ilimitadas, y por lo tanto se requiere algún buffer entre el SMPS y el UMZCH, lo que debilita cambios repentinos en la carga. Como tal búfer, se utilizan condensadores de filtro adicionales en el canal de suministro de energía de cada brazo UMZCH. Si comparamos la conmutación de alta frecuencia y las fuentes de alimentación de red convencionales, podemos suponer que la primera debería tener alguna ventaja sobre la segunda, asociada a la posibilidad de utilizar condensadores de filtro de menor capacidad. Por lo general, los radioaficionados en las PSU tradicionales usan condensadores de filtro a razón de 4700 microfaradios por cada 50 W de potencia UMZCH, pero a veces aumentan su capacidad a muchas decenas de miles de microfaradios. En opinión del autor, no hay fundamento para tal aumento de la PII. Después de todo, el suministro de energía de los condensadores de filtro en las fuentes de alimentación tradicionales se produce a una frecuencia de 100 Hz y en un SMPS: ¡50 kHz! Por supuesto, no es necesario esperar que en este caso la capacidad se pueda elegir 500 veces menos, pero es necesario averiguar algo de su valor óptimo. Este problema se destacó en las pruebas de rendimiento de este SMPS con un amplificador estéreo. Las pruebas se realizaron con UMZCH en el chip TDA7294 [6] según el esquema de conmutación recomendado por el fabricante. La potencia de salida del UMZCH para una carga nominal de 8 ohmios es de 60 ... 70 vatios. Cada canal del estéreo UMZCH con capacitores de filtro adicionales de 2200 μF se conectó a una fuente bipolar de ±35 V a través de chokes de alta frecuencia DM-2,4 (5 μH). Se usaron exactamente los mismos choques para conectar una fuente bipolar de ±15 V al bloque de tono. El encendido del UMZCH es prácticamente silencioso. Las mediciones mostraron que incluso en el nivel máximo de la señal de tono en la banda de 20 Hz ... 50 kHz sin distorsión notable con una carga de 8 ohmios, la corriente promedio consumida de la fuente de ± 35 V no supera los 1,1 ... 1,2 A para cada uno de los canales del amplificador. Cabe recordar que el UMZCH push-pull para cada uno de los canales de alimentación (+35 V y -35 V) consume una corriente pulsada con un ciclo de trabajo cercano a dos. Durante la pausa, los capacitores de los filtros de suavizado tienen tiempo para restaurar la carga, proporcionando una corriente de carga pulsada en el siguiente período de señal. A la potencia de salida máxima del UMZCH, la "reducción" del voltaje en relación con el valor nominal no supera los 2 V. Dado que este modo de prueba de amplificadores en una señal de tono está muy lejos de las condiciones reales de funcionamiento, en el caso de la amplificación de señales musicales, los voltajes de salida del SMPS permanecen estables. Literatura
Autor: S. Kosenko, Voronezh
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