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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Grabadora de cassette de cuatro canales. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Audio En un estudio portátil moderno, para realizar la grabación de sonido principal, debe haber una grabadora, cuyas funciones pueden ser realizadas por una grabadora de casete analógica multicanal. Los autores intentaron crear un aparato simple de cuatro canales. Su característica es la adaptabilidad de la ruta de grabación al espectro de la señal, como resultado, la capacidad de sobrecarga de la ruta en la región de alta frecuencia de audio aumentó significativamente. El procesamiento posterior de la señal mediante programas informáticos para la reducción de ruido permite alcanzar una relación señal/ruido de 75...80 dB sin compansión de fonogramas. La alta estabilidad del movimiento de la cinta magnética la proporciona un estabilizador de velocidad con un oscilador de cuarzo. El diseño de los nodos descritos en el artículo está destinado a la fabricación de una grabadora basada en Mayak MP-249S LPM. Tal dispositivo, junto con una mesa de mezclas portátil, será muy adecuado para grabar conciertos "en vivo" de conjuntos musicales y coros que existen en muchas ciudades, y se convertirá en una adición útil al equipo de estudios de música amateur. Los métodos digitales de reproducción de sonido han entrado firmemente en nuestra vida cotidiana. No se puede decir lo mismo de las grabadoras digitales: grabadoras de cinta R-DAT y grabadoras de CD. Estos dispositivos son aún menos accesibles para una amplia gama de entusiastas de la grabación. Una gran desventaja de estos dispositivos es la imposibilidad de grabación de alta calidad de más de dos canales. La opción de grabación de 32 canales disponible en algunas grabadoras DAT utiliza solo una frecuencia de muestreo de 12 kHz y una cuantificación no uniforme de 45500 bits, que no es compatible con el estándar Hi-Fi (DIN 8). Al mismo tiempo, la mayoría de las mesas de mezclas tienen una salida de cuatro canales y, al grabar, por ejemplo, música "en vivo", la grabación multicanal brinda oportunidades adicionales para mejorar significativamente el sonido estéreo final debido al procesamiento de señal separado en los canales. Hay sistemas de grabación multipista digitales, desde el AKAI DR-2430 de ocho canales ($24) hasta el Tascam MX-2424 de 6290 canales ($XNUMX), pero obviamente no están disponibles para muchos. Al mismo tiempo, las posibilidades de la grabación de sonido multicanal analógica están lejos de agotarse. Esto se evidencia en la producción en curso de grabadoras de cinta analógicas de carrete a carrete de estudio: A-820 de STUDER (Suiza) y MTR-15 de ATARI (Japón). Se trata de magnetófonos multivelocidad, complejos y caros, pero también de elevadas características técnicas: una banda de frecuencias de 40...28000 Hz con una relación señal/ruido de 75...78 dB. También está disponible el puerto de estudio Fostex X-34 ($550), que proporciona grabación de cuatro canales en un casete compacto. Las principales desventajas de la grabación de sonido analógico son la relación señal/ruido insuficiente: 50...56 dB (sin ponderar, en cinta IEC-1), así como la caída de la cinta magnética y grandes distorsiones no lineales durante la grabación. a frecuencias superiores a 6...8 kHz. Varios sistemas de reducción de ruido del compander proporcionan un aumento en la relación señal-ruido de 10 ... 15 dB: Dolby A, B, C, dbx, Hicom, Super D, etc. El uso de algoritmos modernos de reducción de ruido de computadora disponible en los editores de sonido Sound Forge ahora se ha convertido en una alternativa al compansing, Cool Edit, etc. determinación preliminar de los umbrales de reducción de ruido en cada una de las bandas de frecuencia. Dicho procesamiento de un fonograma permite mejorar la relación señal/ruido en 15...20 dB y la relación señal/ruido normal en 40...50 dB. Se han realizado intentos de mejorar la grabación de agudos con polarización analógica de varias maneras. Esto incluye limitar la profundidad de la corrección de RF cuando se graban señales de alta frecuencia de alto nivel (dispositivos ADRS de Akai y DYNEQ de Tandberg) y el uso de polarización dinámica. De particular interés es el artículo de O. Zaitsev [1], que propone una combinación de los métodos mencionados anteriormente para una grabadora de cinta de carrete a carrete que opera a una velocidad de cinta de 9,53 cm/s. El artículo propuesto presenta los componentes principales de una grabadora de cassette de cuatro canales: una grabadora para grabar música "en vivo" a una velocidad de 4,76 cm / s. Se logra un aumento en la salida de una cinta magnética, una disminución en la no linealidad de la ruta de grabación a altas frecuencias adaptando la profundidad de la corrección de alta frecuencia en el amplificador de grabación (US) y la corriente de polarización de alta frecuencia. Para ahorrar espacio, el artículo muestra diagramas esquemáticos de un solo canal de grabación y reproducción (el resto son idénticos) y placas de circuito impreso para dos canales, lo que está asociado con el uso del chip K157UD2. Una versión de cuatro canales del registrador UV y US requerirá un juego doble de placas de circuito impreso. El generador de borrado y polarización (GSP) garantiza el funcionamiento de cuatro canales de grabación. Para reducir la corriente de polarización (cuando se utilizan cintas magnéticas IEC-1), la tensión de alimentación suele reducirse. Esto conduce a un deterioro en el borrado y un cambio en la frecuencia del GSP, lo que conlleva una perturbación en el funcionamiento de los filtros trampa para oscilaciones con frecuencia de polarización. Hemos desarrollado un GSP basado en un resonador de cuarzo (reloj) con un multiplicador de frecuencia por tres (frcn = 98,3 kHz), operando a una tensión de alimentación constante. El modulador de polarización de alta frecuencia se fabrica sobre la base de un circuito oscilatorio paralelo con un factor de calidad variable. Las oscilaciones del oscilador de cuarzo después de la división de frecuencia correspondiente también se usan en la unidad PLL digital para estabilizar la velocidad de rotación del eje del motor del LPM, que se usa como un motor colector de CC con un tacogenerador (del VCR "Electronics VM -12"). Un diagrama funcional de los componentes principales de una grabadora de casete en una versión de dos canales (estéreo) se muestra en la fig. 1.
La unidad principal universal BG1 se conecta mediante el interruptor SA1 a un amplificador de reproducción de dos canales oa un amplificador de grabación. Los amplificadores de reproducción proporcionan conmutación electrónica de constantes de tiempo de 120 y 70 μs (para una cinta basada en Fe2 03 o Cr02) y bloqueo de la salida en todos los modos de operación del CVL, excepto reproducción. Los modos de operación de los bloques están controlados por niveles lógicos de voltaje de 0 y +5 V aplicados a las teclas correspondientes. Para simplificar el diagrama, el dispositivo de control y la fuente de alimentación no se muestran en él. Su estructura depende del tipo de CVL utilizado y de los requisitos de una grabadora. Se instala un filtro de paso bajo con una frecuencia de corte de 20...22 kHz en la entrada del canal de grabación. Desde la salida de la señal de ultrasonido se alimenta a los detectores de amplitud AD1, AD2 ya través del filtro de enchufe LfSf, sintonizado a la frecuencia de polarización de alta frecuencia (HFF), al cabezal de grabación. El modulador de voltaje VChP está conectado al cabezal universal a través del capacitor de sintonización Sp. El voltaje de salida de AD1 controla el modulador Mod 1 VChP: con un aumento en el nivel y la frecuencia de los componentes de alta frecuencia en la señal grabada (7 ... 20 kHz), el voltaje VChP en la salida del modulador disminuye. El voltaje de la salida AD2 se suministra a la unidad de adaptación de profundidad de corrección de alta frecuencia (enlace LkCkRkVT1), que reduce la profundidad de corrección de alta frecuencia a medida que aumenta el nivel de grabación y la frecuencia de la señal. El GSP está diseñado como un generador con excitación externa y consta de un multiplicador de frecuencia por tres y un amplificador de potencia, cuya carga es el cabezal borrador BS1. La entrada del multiplicador recibe fluctuaciones en forma de meandro con una frecuencia de 32,768 kHz desde un oscilador de cuarzo ubicado en el PLL digital del motor LPM. El cabezal de borrado entra en el circuito oscilante de la salida PA, desde donde se suministra la tensión de borrado a los moduladores Mod 1 y Mod 2 de los canales de grabación (en la versión de cuatro canales y a los moduladores de los canales 3, 4). El bloque estabilizador de velocidad para el motor de accionamiento, realizado sobre la base de un PLL digital, incluye un autooscilador de cuarzo a una frecuencia de 32768 Hz, dos divisores de frecuencia (FCH), un detector de fase de frecuencia PFD, un filtro PIF de integración proporcional , un motor colector UOC amplificador de CC con un tacogenerador TG y un amplificador-limitador UO. La estabilización de la velocidad del motor se lleva a cabo debido a la retroalimentación de las señales del TG. El voltaje sinusoidal de la salida del motor TG en el amplificador limitador se convierte en una secuencia de pulsos rectangulares que, después de la división de frecuencia en DC2, se comparan en frecuencia y fase en el PFD con los pulsos del oscilador de cristal que han pasado por DC1. La señal de error de la salida del circuito de integración proporcional se amplifica en el UPT y se alimenta al motor eléctrico, como resultado, la velocidad del eje cambia hasta que la frecuencia y la fase de las secuencias de pulsos en las entradas del PFD coinciden. Tal construcción del bloque permite obtener una alta estabilidad de la velocidad media de la correa (no peor que ±0,05%) y asegurar el mínimo coeficiente de fluctuaciones en la velocidad de rotación del cabrestante, que depende únicamente de la Precisión en la fabricación de piezas giratorias. El diagrama esquemático del amplificador de reproducción (UV) se muestra en la fig. 2. Aquí se describe el esquema de un canal HC; otros canales están dispuestos de manera similar. En el modo de reproducción, la señal del cabezal universal BG1.1 a través de los contactos del conector X2 y el relé K1 se alimenta a la base de un amplificador de bajo ruido hecho en un transistor VT4. Comunes a ambos canales son la unidad de control de relé K1, K2, hecha en los transistores VT1 - VT3, un regulador de voltaje paramétrico de -2,2 V en VD3, HL1, R12, C4 y reguladores de voltaje ±9,5 V del suministro de amplificador operacional, hecho respectivamente sobre los elementos VT5, VD5, R24 y VT8, VD4, R28.
Para reducir el ruido de baja frecuencia, se utilizó una conexión directa de la cabeza con la base del transistor amplificador de bajo ruido. La estabilización de la corriente del emisor VT4 se realiza utilizando una resistencia R10 conectada a un estabilizador - 2,2 V. La corrección de alta frecuencia en el SW se logra debido a la resonancia en un circuito oscilatorio paralelo formado por la inductancia del cabezal BG1.1 y condensador C1. El circuito está sintonizado a la frecuencia límite superior de la grabadora de cinta 18 ... 20 kHz, y la resistencia R7 proporciona el factor de calidad deseado. El condensador C3 reduce el nivel de ruido de alta frecuencia que ingresa a la entrada del escenario. La resistencia R13 regula la amplificación de la cascada, modificando la profundidad del OOS a través de los elementos C6, R11, R13 para fijar el nivel nominal de la tensión de salida del SW. Los elementos C2, R8 filtran adicionalmente la potencia en el circuito colector VT4. Desde la resistencia R9, la señal amplificada a través del condensador C5, la resistencia R14 se alimenta a la entrada no inversora del amplificador operacional DA1.1. El circuito oscilatorio de la serie C7L1 está sintonizado a la frecuencia de polarización y es un filtro de muesca. Este circuito es necesario para el funcionamiento simultáneo del HC y el canal de grabación en el modo de sobrescritura en grabadoras de cinta con dos CVL. Cuando se utiliza un LSM, los elementos de contorno no se instalan. El amplificador operacional DA1 está cubierto por OOS para corriente continua a través de la resistencia R18. Para corriente alterna, el OOS dependiente de la frecuencia, que forma la corrección de respuesta de frecuencia necesaria, opera a través del divisor R20R21 y el circuito R19C11R17R16C8. El interruptor del transistor VT7 conecta el circuito R23C14, lo que proporciona a la cinta Fe203 un cambio en la constante de tiempo del circuito correctivo de 70 a 120 μs. El condensador C9 evita la excitación del amplificador a frecuencias ultrasónicas. La señal del pin 13 de la OU a través de las resistencias R22, R25 (con una clave privada en VT6) va a la salida. El transistor VT6 está abierto en todos los modos de funcionamiento del LPM, excepto en el modo de reproducción, y bloquea el paso del ruido de conmutación y otros ruidos a la salida de la grabadora. Un diagrama esquemático de un canal de grabación se muestra en la fig. 3.
La señal de entrada a través del capacitor C1 se alimenta a la base del seguidor de emisor en el transistor VT1 y luego al filtro de paso bajo activo con la aproximación de la respuesta de frecuencia de Zolotarev-Kauer [2], ensamblado en los elementos R4, R5 , R7, C4 - C6 y VT2. La frecuencia de corte se elige igual a 20 kHz, la pendiente de la respuesta de frecuencia en la banda de supresión es de aproximadamente 30 dB por octava. El divisor R1R2 proporciona un voltaje basado en VT1, en el que el voltaje de polarización en la entrada no inversora del amplificador operacional DA1.1 es cercano a cero. El LPF suprime los componentes ultrasónicos de la señal de entrada que crean latidos audibles con las oscilaciones del GPS. Dichos componentes existen en la señal en las salidas de un sintonizador estéreo (en forma de oscilaciones de la frecuencia subportadora de 31,25 o 38 kHz y sus armónicos), así como en un reproductor de CD (como pulsos de la frecuencia de muestreo de 44,1 kHz y su Armónicos). El amplificador de grabación se ensambla en el amplificador operacional K157UD2, cuyo circuito de retroalimentación incluye elementos de corrección de baja frecuencia R10, R13, C10, C7, R8 y corrección adaptativa de alta frecuencia C8, L1, R9, VT3. La profundidad de la corrección de RF está determinada por la resistencia total de la resistencia R9 y la resistencia de salida de la etapa del transistor en VT3. A niveles de señal de entrada bajos, el transistor VT3 está cerca de la saturación debido a que la corriente de base fluye a través de las resistencias R12, R27 y R25. El factor de calidad del circuito C8L1 es máximo, la profundidad de la corrección de RF alcanza los 14 dB. La salida del amplificador de grabación (terminal 13 DA1) está conectada a través de un filtro de paso bajo R16C12, un condensador de aislamiento C17, un conector de filtro de voltaje de polarización C20L2, una resistencia R31 que estabiliza la corriente de grabación, al conector X4, desde donde la señal se alimenta al conector X1 (ver Fig. 2) y más a través de X2 al cabezal universal BG1. Además, un divisor de la señal R17R21C13 suministrada al indicador de nivel de grabación, así como la entrada del detector en los elementos C15, VD1, R23, VT7, R26, C19, que controla el modulador de polarización de alta frecuencia y el circuito de entrada C11, R14 del inversor en el transistor VT4 . La resistencia R26 proporciona la polarización inicial del diodo VD1 y la unión base-emisor VT7, aumentando la linealidad de la sección inicial de la característica de detección. En ausencia de componentes de RF en la señal de entrada del detector, el voltaje en el terminal superior del capacitor del detector C19 según el circuito es de +1 V. El detector que controla la profundidad de corrección de RF durante la grabación a través del transistor VT3 se realiza de acuerdo con un circuito de onda completa en forma de dos detectores emisores C14R19VT5 y C16R22VT6 conectados en paralelo en la salida, cuyas entradas se alimentan con voltajes antifase. La carga del detector son los elementos R25 y C18. La resistencia R24 limita la corriente de descarga máxima del condensador C18. La resistencia R27 crea la polarización inicial de las uniones emisor-base de los transistores VT5, VT6. La conexión en paralelo de estos detectores duplica la frecuencia de ondulación de la envolvente y reduce la distorsión de la señal regulada debido a la ausencia de armónicos pares. A medida que aumentan el nivel y la frecuencia de la señal, el voltaje en el condensador C18 del detector cambia de +0,9 V a -2 V, lo que hace que el transistor VT3 se cierre y la profundidad de la corrección de RF disminuya. El modulador de voltaje de polarización se realiza sobre la base de un circuito oscilatorio paralelo C22L3R32 con un factor de calidad controlado cambiando la resistencia de pérdida promedio del circuito por el transistor VT8 del modulador. Se sabe que a la frecuencia resonante la resistencia de los elementos reactivos del circuito es Q veces (Q es el factor de calidad del circuito) mayor que la resistencia de pérdida en serie. El papel de la resistencia de pérdida lo realizan los elementos conectados en paralelo R32, VD2 y la resistencia colector-emisor del transistor VT8. Dado que la corriente que fluye en la rama inductiva del circuito es la misma para la inductancia y la resistencia de pérdida equivalente, las caídas de voltaje en estos elementos son proporcionales a sus resistencias. Entonces, con el factor de calidad del circuito QE = 10 y la amplitud de voltaje en el circuito, por ejemplo, 50 V, la amplitud de voltaje a través de la resistencia de pérdida será de solo 5 V, y un transistor de bajo voltaje de baja potencia puede ser Se utiliza para cambiar el factor de calidad del circuito. Para evitar la apertura con semiondas negativas de voltaje a través de la resistencia R32 de la unión base-colector del transistor VT8, se usa un diodo VD2. Por lo tanto, el cambio en el factor de calidad del circuito oscilatorio se lleva a cabo cambiando la resistencia de salida del modulador de transistor VT8 con semiciclos positivos de voltaje en su colector. Se sabe que la resistencia resonante equivalente de un circuito paralelo (en f = fo) se calcula mediante la fórmula Rer = QeVL3/C22 y también cambiará cuando cambie Qe. Teniendo en cuenta que el voltaje del GSP se suministra al circuito descrito a través del condensador C23, obtenemos un divisor de voltaje en el que el papel del brazo inferior lo desempeña un circuito oscilante paralelo L3C22 con elementos R32, VD2, VT8 con una calidad variable factor. Por lo tanto, se modula el voltaje de polarización. A niveles bajos de los componentes de RF de la señal a la salida del amplificador de grabación, un voltaje de +1 V en el emisor VT7 del detector satura el transistor VT28 a través de la resistencia R8. En este caso, la resistencia de pérdida del circuito es mínima y el voltaje de polarización en el circuito L3C22 es máximo. A través del condensador C21, ingresa al circuito del cabezal universal. A medida que aumenta el nivel de los componentes de RF y (o) su frecuencia, disminuye el voltaje en la salida superior del capacitor C19 según el circuito, aumenta la resistencia de salida del transistor VT8 (con semiondas positivas del voltaje en el coleccionista). En este caso, la resistencia de pérdida promedio del circuito durante el período aumenta y su factor de calidad y la resistencia resonante equivalente disminuyen. Como resultado, el voltaje de polarización en el circuito L3C22 disminuye. Los elementos R28, R29, R30 aseguran la linealidad de la característica de modulación del modulador en VT8 cuando el voltaje en el circuito cae a 1/3 del máximo. Las ventajas del modulador propuesto son la alta linealidad de control, el filtrado adicional de la tensión de polarización, la simplicidad, la posibilidad de modular la tensión de polarización con una amplitud de hasta 100 V cuando se utilizan transistores de baja tensión y baja potencia (lk max<100 MA, Uke max<20...30 V), por ejemplo, KT315B. Las desventajas incluyen la presencia de la inductancia L3 y la necesidad de sintonizar el circuito L3C22 a la frecuencia GSP. Un diagrama esquemático del generador de polarización y borrado se muestra en la fig. cuatro
Las oscilaciones rectangulares con un ciclo de trabajo de 2 y una frecuencia de 32,768 kHz se alimentan a través del circuito C1R1 desde el oscilador de cuarzo de la unidad PLL digital del motor principal hasta la entrada del circuito oscilatorio C2L1. Para multiplicar la frecuencia, se usa el tercer armónico de voltaje de la forma de "meandro", a cuya frecuencia está sintonizado el circuito. Los elementos R2, VD1, C3 proporcionan el modo de operación necesario de las cascadas posteriores del GSP y su estabilización de temperatura. El seguidor de emisor en el transistor VT1 empareja la alta resistencia resonante del circuito multiplicador L1C2 con la impedancia de entrada del amplificador de potencia. La inclusión del GSP se realiza aplicando una tensión de +5 V en el punto de conexión de los elementos R2, R3, C4. El amplificador de potencia GSP consiste en un seguidor de emisor en un transistor VT2 y un amplificador resonante en VT3, hechos de acuerdo con un circuito emisor común con inclusión incompleta del circuito oscilatorio C6C7L2BS1 en el circuito colector. La resistencia R4 se utiliza para establecer el modo de funcionamiento crítico del generador en un ángulo de corte de la corriente del colector cercano a los 90 grados. El papel de la inductancia del circuito oscilatorio lo realizan el inductor L2 y el cabezal de borrado BS1, cuya inductancia es de aproximadamente 360 μH. El condensador C7 se utiliza para ajustar el circuito del oscilador a una frecuencia de 98,3 kHz. La resistencia R7 sirve para medir la corriente del emisor (prácticamente igual a la corriente del colector) y, al ser un elemento del circuito OOS, aumenta ligeramente la resistencia de entrada de la etapa final y, además, estabiliza su modo. Los elementos C8, L3, C9 forman un filtro de oscilación con la frecuencia del GSP a lo largo del circuito de potencia. El interruptor SA1 con la resistencia R8 cambia el voltaje (y la corriente) de borrado y polarización para varios tipos de cintas, con niveles de polarización normal ("Fe203") y alto ("Cr02"). La inclusión incompleta del circuito oscilatorio (factor de encendido p \u0,22d 6) logra una oscilación de voltaje en el capacitor C85 de al menos 8 V a un voltaje de suministro en el capacitor C12 de 1 V (para una cinta con un nivel de polarización normal, cambie SA110 está abierto) y unos 2 V con contactos cerrados. Si es necesario, este voltaje se puede aumentar reduciendo la inductancia del inductor L6. El voltaje de los capacitores C7, C1 del circuito se suministra a los moduladores de voltaje de polarización que forman parte de los canales de grabación (ver Fig. 3 y XNUMX). Diagrama esquemático del bloque PLL digital el motor principal del LPM se muestra en la fig. 5. Está hecho de acuerdo con el diagrama funcional (ver Fig. 1). En los transistores VT1, VT2 y un resonador de "reloj" de cuarzo ZQ1 (FKB = 32768 Hz), se realiza un generador de frecuencia de referencia, cuyas oscilaciones de la resistencia R7 se alimentan a la unidad GSP y a la entrada del divisor de frecuencia DCH1 {entrada CN1 DD1). Está hecho en microcircuitos digitales DD1, DD2 y el elemento "Y" en diodos VD1-VD4, que establecen la relación de división, así como en los elementos R14, R15, C9.
Para los diodos indicados en el diagrama, el factor de división de frecuencia N1 es 202. Cuando el contenido del contador en DD1 alcance el valor 202 = 2 + 8 + 64 + 128, aparecerá un "12" lógico en los pines 14, 5, 6 , 1 del chip DD1, los diodos VD1-VD4 se cerrarán y el pulso de reinicio a través del circuito integrador R14C9 reiniciará los contadores DD1, DD2.1 al estado inicial en la entrada R. Al instalar diodos adicionales en las salidas DD1, DD2, cualquier valor del coeficiente N1 de 2 a 511 se puede marcar con un código binario. Los pulsos con una frecuencia de comparación de 32768/202 = 162,2 Hz desde el pin 11 DD2 se alimentan a la entrada Desde el primer disparador del chip DD3, en el que se ensambla el detector de fase de frecuencia. La segunda entrada ChfD - entrada Del circuito de disparo inferior del mismo DD3, que recibe pulsos del segundo divisor de frecuencia ДЧ2, hecho en la otra mitad del contador DD2 (salida - pin 5 DD2). El factor de división de frecuencia se selecciona N2 = 8. La entrada DF2 (pin 1 DD2) recibe pulsos de la salida del amplificador limitador, ensamblado en los transistores VT3, VT4. Un voltaje sinusoidal del tacogenerador del motor eléctrico DPLT actúa en la entrada del CR, cuya frecuencia está relacionada con la velocidad del motor por la relación ftg = 38fdv. Cuando el PLL está en el modo de captura, las frecuencias de las secuencias de pulsos en las entradas del PFD son iguales, es decir, fqv/N1 = ftrg/N2 = 38fmot/N2 = 162 Hz. Las entradas de reinicio R DD3 reciben pulsos de las salidas de disparo directo a través del elemento "AND" en los diodos VD5 y VD6. La salida invertida del disparador superior según el circuito (pin 2) está conectada a través de un divisor de resistencia R20R21 a la entrada de la tecla en VT8, y la salida directa del disparador inferior (pin 13) a través del divisor R22R23 está conectada a la entrada clave en VT9. El voltaje de salida del PFD desde el punto de conexión de las resistencias limitadoras de corriente R24, R25 se alimenta a un filtro de integración proporcional R26C14R29C15, desde cuya salida se alimenta el voltaje suavizado a través de dos seguidores de emisor (VT10, VT5) a una potencia amplificador basado en transistores VT6, VT7. La carga VT6 es un motor DC colector del tipo DPLT con tacogenerador, utilizado en el VCR "Electrónica VM-12". El transistor VT7 con la resistencia R19 amortigua el motor y reduce el tiempo de los transitorios, ahoga L1, L2 junto con los condensadores C12. C13 reduce el ruido de conmutación del colector. La construcción descrita del bloque PLL le permite cambiar la velocidad del eje del motor exactamente dos veces simplemente cambiando las salidas DD2. Entonces, cuando se conecta el pin 11 DD3 al pin 4 DD2, la velocidad (y la velocidad de la cinta) se reduce a la mitad, y cuando se usa el pin 6 DD2, la velocidad del motor LPM se duplica. Presentemos un método para calcular el factor de división N1 usando el ejemplo de un CVL de una grabadora de casetes Mayak M-249S-1. Datos iniciales: diámetro del eje del cabrestante dT = 3 mm, diámetro del volante dM = 91,2 mm, diámetro de la polea del motor dsh = 13,5 mm, velocidad de la correa \/l = 47,625 mm/s. Para el caso de ausencia de deslizamiento de la correa, se ha obtenido una fórmula de cálculo que relaciona los parámetros anteriores:
Redondeamos el valor obtenido al entero más cercano N1 = 202, mientras que la velocidad del motor será mayor que la nominal por (202,084/202 -1) 100% = 0,041%, lo cual es bastante aceptable. Las frecuencias de oscilación en varios puntos del bloque PLL son las siguientes: fkv = 32768 Hz, ftg = N2fkv / N1 = 1297,7 Hz, fav = fqv/N1 = 162,2 Hz, fmotor = ftrg /38 = 34,151 Hz, p = f 60 = 2049 rpm. Para n \u2049d 5,6 rpm, el voltaje que alimenta el motor DPLT en ralentí es Udv \u5,8d XNUMX ... XNUMX V. El cálculo del coeficiente N1 se puede realizar para otros parámetros de la CVL, y el valor encontrado de N1 se escribe en código binario usando diodos en las salidas de los contadores DD1 y DD2 (ver Fig. 5, designaciones de coeficientes en DD1 y DD2). Construcción y detalles. Los bloques de la grabadora de cassette están hechos en placas de circuito impreso hechas de fibra de vidrio recubierta con lámina de un lado con un espesor de 1,5 mm. En la fig. 6 muestra la placa del canal de grabación,
en la Fig. 7 - Tablero GSP (haga clic para ampliar),
en la Fig. 8 - tablero de canales de reproducción,
en la Fig. 9 - placa del PLL digital del motor LPM (click para ampliar).
Debido a la alta densidad de montaje y la disposición unilateral de los conductores impresos, algunas de las conexiones (principalmente circuitos de alimentación) se realizan con puentes de alambre soldados desde el lado de los conductores impresos. Los bloques utilizaron resistencias constantes MLT-0,125, resistencias de sintonización - SPZ-1 (canal de reproducción), SP5-16 (GSP). La desviación de las calificaciones de la mayoría de los elementos indicados en el diagrama no debe exceder el ± 10%. Para las resistencias R17, R19, R20, R21, R23 en los canales de reproducción, así como R4, R5, R7 en los canales de grabación, se permite una desviación de no más de ±5%. Las resistencias en la placa de circuito impreso de la ruta de grabación se instalan perpendicularmente y las resistencias sin cables R24 (R24') se colocan en el lado de los conductores impresos. Condensadores de filtros y circuitos de corrección C11, C14 (en canales de reproducción) y C4, C6, C8 (en canales de grabación) - Serie K73-17 con una desviación de no más de ± 5%. Los condensadores C6 (K31 -10), C7 en el GSP y C20-C22 en los canales de grabación deben tener una tensión de funcionamiento de al menos 100 V. Condensadores de óxido - K50-16 o K50-35, condensador C14 en el PLL - K53- 4, el resto - de la serie KTM, KM. Las bobinas de inductancia L2 en los canales de registro, así como L1 en el GSP, contienen cada una 80 espiras de hilo PELSHO 0,12 y están colocadas en núcleos magnéticos de ferrita blindados OB-14, cuyas copas están pegadas con un hueco formado por dos capas de papel de calco. Las bobinas L1 en los canales de reproducción tienen 185 vueltas y L1 en los canales de grabación: 130 vueltas del mismo cable y se colocan en los mismos circuitos magnéticos. Las bobinas L3 en los canales de grabación se colocan en el circuito magnético OB-19 y contienen 80 vueltas de cable PELSHO 0,22 cada una. Las copas del circuito magnético están pegadas con un espacio similar. Antes de pegar las bobinas, es conveniente medir su inductancia (a las frecuencias correspondientes a las de trabajo) y, si es necesario, ajustar el número de vueltas. Como L2, L3 (GSP) se utilizan estranguladores DPM-0,1, como L1 (en el PLL), un estrangulador tipo DM-0,6. Las bobinas de filtro L2 (unidad PLL) están enrolladas en un anillo de ferrita K16x10x4,5 de la marca 2000NM con un alambre PELSHO 0,22 doblado por la mitad y contienen 2x80 vueltas. El valor de esta inductancia no es crítico. Los elementos de filtro C12, L2, C13 (PLL) se colocan cerca del motor en una pequeña placa de circuito impreso. Los transistores KT3102E (VT4 en los canales de grabación) se pueden reemplazar con KT3102D, preferiblemente en cajas de metal. Se pueden usar otros transistores con otros índices de letras. En lugar de los diodos de la serie KD522, se aplican los diodos KD521A y, en lugar de los microcircuitos de la serie K561, KR1561. ZD24.12002 se usó como cabezal universal en una versión de dos canales (estéreo), un bloque de cuatro pistas 7N10S (BB45), un cabezal de borrado del tipo ZS12.4210 de la grabadora Mayak se usó en cuatro canales versión. Debido a la ausencia de cabezales de borrado en todo el ancho (3,81 mm) de la cinta, la grabación de cuatro canales debe realizarse en una cinta previamente desmagnetizada (por ejemplo, con un estrangulador) de un casete compacto. Los relés RES-1 se utilizan como interruptores K2, K49. La fabricación y el ajuste de las unidades de grabadora es, por supuesto, posible para radioaficionados capacitados que tienen instrumentos de medición: un generador de oscilación de baja frecuencia (frecuencia 20 Hz ... 200 kHz), un osciloscopio electrónico con un rango de frecuencia de 0 ... 1 MHz, un milivoltímetro (con límites de 1 mV...1 V) y frecuencímetro electrónico (rango de frecuencia 20Hz...200kHz). Establecimiento Comience con el bloque PLL digital del motor principal LPM. Un filtro C12L2C13 y un circuito colector de motor están conectados al bloque ensamblado. El devanado del tacogenerador está conectado con un terminal al cable común, el otro, al terminal izquierdo del condensador C13 según el esquema. La resistencia R27 se desolda temporalmente y la resistencia R26 se reemplaza por una variable con una resistencia máxima de 300 ... 500 kOhm. La unidad se alimenta con una tensión de alimentación de +15 V. Usando un osciloscopio, están convencidos de la presencia de oscilaciones de un oscilador de cuarzo (en el colector VT2). En su ausencia, reduzca la resistencia de la resistencia R2 hasta obtener oscilaciones estables. Si no hay oscilaciones a una resistencia cercana a cero, entonces se reemplaza el resonador de cuarzo. El frecuencímetro comprueba la frecuencia de oscilación, que debe estar dentro de los 32768 ± 20 Hz. Usando un osciloscopio y un medidor de frecuencia, se verifica la presencia de pulsos rectangulares y su frecuencia en la salida del primer divisor de frecuencia (pin 3 DD3). La amplitud del pulso es de unos 10 V, la frecuencia es de 162,2 ± 0,1 Hz. Al reducir la resistencia de la resistencia variable incluida en lugar de R26, el voltaje en el motor aumenta a 5,6 ... 5,8 V. Es deseable que el motor se instale en el LPM y se coloque una correa en su polea. El ajuste inicial se realiza al ralentí del LPM (el cassette no está insertado, el rodillo de presión no toca el cabrestante). Un osciloscopio verifica a la salida del tacogenerador la presencia de oscilaciones sinusoidales con una oscilación de aproximadamente 0,5 V y pulsos rectangulares con una amplitud de 9 ... 10 V en el colector VT4. Al ajustar la resistencia variable, se logra una tasa de repetición de pulso de 1298 Hz, mientras que a la salida del segundo divisor de frecuencia (pin 5 DD2), la frecuencia de pulso debe ser igual a 162,2 Hz. Luego apague la unidad, desuelde la resistencia variable, mida su resistencia con un dispositivo digital y suelde la resistencia constante del valor más cercano en lugar de R26. Instale la resistencia R27 que retiró anteriormente y encienda la alimentación. El motor eléctrico debe tener una velocidad de eje de 2049 rpm, mientras que la frecuencia de pulso en los terminales 3 y 11 de DD3 debe ser igual a 162,2 Hz, que no cambia cuando el volante LPM se frena con un dedo. Con un aumento en la carga, el voltaje en el motor y el consumo de corriente solo deberían aumentar de 60 ... 70 mA (en reposo) a 300 ... 350 mA mientras se mantiene la velocidad especificada. El ajuste final del bloque se realiza al reproducir la grabación de la cinta métrica (parte "E"). La frecuencia de la señal en la salida del canal de reproducción debe estar dentro de los 3150±20 Hz (±0,6%). Si el valor de frecuencia obtenido no corresponde al nominal, es necesario calcular un nuevo factor de división N, configurarlo con los diodos VD1 - VD5 y volver a medir la frecuencia de la señal con la cinta métrica. configuración GPS producido en el siguiente orden. Abra el interruptor SA1. La base del transistor VT2 está conectada a un cable común a través de un capacitor de 0,01 μF y se establece la resistencia máxima de la resistencia variable R4. Un generador de medición está conectado a la entrada del bloque, en el que el valor efectivo de la tensión se establece en 1 V y la frecuencia es de 98,304 kHz (controlada por un frecuencímetro). Conecte la entrada Y del osciloscopio al emisor del transistor VT1. El modo de grabación se enciende aplicando alimentación y voltaje de control y usando el recortador de bobina L1, sintonice el circuito L1C2 a resonancia (de acuerdo con la oscilación máxima de la señal). Si es imposible ajustar el circuito con un recortador, puede cambiar la capacitancia del capacitor C2. Al final de la sintonización, se convencen de su corrección sintonizando la frecuencia del generador. La amplitud de la señal en el emisor VT1 debería disminuir tanto con el aumento como con la disminución de la frecuencia. El recortador de bobinas L1 se fija con pegamento caliente. A continuación, la salida del condensador de 0,01 μF se desconecta del cable común y se conecta a la salida del generador de medición, en el que la oscilación de la señal se establece en no más de 0,5 V. El cabezal de borrado se conecta a la unidad y al condensador C7 está soldado de la unidad. Un osciloscopio que usa un divisor 1:10 (capacitancia de entrada - no más de 15 pF) está conectado a la salida del GSP. Se encienden la fuente de alimentación de +15 V y el voltaje de control de +5 V. Al cambiar la frecuencia del generador, determine la frecuencia f( de la resonancia del circuito C6L2BS1 (de acuerdo con el voltaje máximo, cuya oscilación debe ser de 30 ... 60 V) El valor de f1 debe ser mayor que el nominal f0 = 98,304 kHz La capacitancia del capacitor adicional C7 se calcula mediante la fórmula C7=C6(f12/f12 -1), y se instala en el GSP. Al cambiar la frecuencia del generador, asegúrese de que el circuito C6C7L2BS1 esté sintonizado con precisión a una frecuencia de 98,3 ± 0,5 kHz. Después de desconectar la alimentación, conecte la entrada GSP a la salida del oscilador de cristal PLL (resistencia R7). Se enciende la unidad PLL y la tensión de alimentación GSP de +15 V. El osciloscopio se conecta a la salida GSP. Al reducir la resistencia de la resistencia R4, la amplitud de la señal en la salida del GSP no es inferior a 80 V. La forma de los pulsos de corriente del colector VT3 (en la resistencia R7) está cerca del coseno: la amplitud de la corriente es no más de 0,15 A, y el ángulo de corte es de 70 ... 80 grados. La oscilación de voltaje en el cabezal de borrado debe ser de al menos 70 V cuando el voltaje de suministro en el capacitor C8 es de aproximadamente +12 V. La forma del voltaje de borrado puede diferir de la sinusoidal. Configuración de la ruta de reproducción (descrito en una versión de dos canales) consiste en establecer el ángulo de inclinación del espacio de trabajo del cabezal universal, el nivel nominal de la señal de salida, verificar la fase de los canales y establecer la corrección de RF. Un cabezal universal está conectado al conector X2 de la placa del canal de reproducción, un milivoltímetro y un osciloscopio están conectados al conector X1,2 (pines 5). Se aplica voltaje de +1 V a las resistencias R27 y R15. Se enciende el voltaje de suministro +15 V y -5 V. Se instala un casete con una cinta magnética de medición (parte "H") en el LPM de la grabadora y se enciende la carrera de trabajo. La posición de la GU con la ayuda de un tornillo de ajuste se ajusta al máximo retorno a frecuencias de 14 ... 0 kHz. Los autores determinaron el nivel de salida nominal de 550 dB (1 mVrms) reproduciendo una grabación auxiliar de 45 kHz de una grabadora SONYTC-K4. Esta grabadora se ajustó de fábrica con una cinta de prueba SONY P-81-L-333 (0 Hz, 3 dB) [550]. El voltaje nominal de 333 mV a una frecuencia de 400 (13) Hz, cuando se ajusta con una cinta métrica, se establece mediante la resistencia R2, primero en el primer canal (salida 1 HZ), luego en el segundo (salida XNUMX HZ) . La fase de los canales se verifica en una señal de 1 kHz (parte "U") conectando los pines 1, 2 del conector XZ. Con la fase correcta de los canales, el voltaje de salida no cambiará ni disminuirá ligeramente (no más de 1 ... 2 dB), si es incorrecto, estará cerca de cero. En este último caso, debe intercambiar las conclusiones de una de las cabezas (BG1.1 o BG1.2). La corrección de RF se ajusta individualmente en cada uno de los canales seleccionando el condensador C1 de acuerdo con la irregularidad mínima de respuesta de frecuencia en la región de 5 ... 14 kHz cuando se reproducen paquetes de frecuencia (la parte "Ch") del casete de medición. A una frecuencia de 10 kHz, la respuesta de frecuencia no debe exceder los 3 dB. En conclusión, el canal se bloquea aplicando un voltaje de +5 V al ánodo del diodo VD6 y cambiando la constante de tiempo de 70/120 μs apagando temporalmente el voltaje de +5 V de la resistencia R27. en establecer una ruta de grabación Primero, verifican la frecuencia de corte del filtro de paso bajo, configuran la frecuencia de los circuitos de corrección de alta frecuencia a 18 kHz, ajustan los filtros de muesca L2C20 (ver Fig. 3) a la frecuencia de polarización y sintonizan los circuitos L3C22 de el modulador VChP. Luego, se establece la corriente de polarización óptima y los límites de su adaptación, así como el nivel de registro nominal y la corriente de registro. El valor rms de la tensión de entrada de los canales de grabación, igual a 110 mV, fue elegido como nivel máximo de entrada. Este nivel corresponde a 0 dB de las características del canal de grabación que se indican a continuación. Para el ajuste, se conecta un generador de medición a las entradas de los canales de registro y su voltaje de salida se establece en 110 mV. Encienda la alimentación y verifique la frecuencia de corte del filtro de paso bajo de entrada (en los pines 2 y 6 del chip DA1) a un nivel de -3 dB, debe ser de 20 ... 22 kHz. La atenuación en el LPF a una frecuencia de 44,1 kHz debe ser de al menos 36 dB. El componente constante del voltaje en la salida DA1 (terminales 13, 9) no debe exceder de ±0,5 V; de lo contrario, se debe seleccionar la resistencia R2. Luego, el voltaje del generador se reduce en 20 dB (hasta 11 mV) y se determina la frecuencia del aumento máximo de la respuesta de frecuencia (terminales 13, 9 DA1), que debe ser de 17 ... 18 kHz. Si la frecuencia no corresponde a este valor, se selecciona la capacitancia del capacitor C8. Cambiando la frecuencia del generador a 1 y 18 kHz mientras se mantiene el nivel de entrada de 11 mV, se determina la profundidad de corrección, que debe estar dentro de 14 ± 1 dB. En la fig. 10 muestra la familia de respuesta de frecuencia del canal de grabación, medida a varios niveles de la señal de entrada (de 0 a -24 dB). Debido a la acción del circuito de autorregulación, la profundidad de la corrección de alta frecuencia al aumentar el nivel de la señal de entrada disminuye a 2 dB, lo que evita la sobrecarga de la cinta a altas frecuencias. No es necesario medir todas estas características debido a la alta complejidad del proceso de medición punto por punto. Medimos estas características en modo automático usando una PC, que se describirá con más detalle a continuación. Basta con medir los voltajes rms en los pines 13 y 9 a frecuencias de 1 y 10 kHz. Deben ser de 1,2 y 1,6 V, respectivamente, con una tensión de entrada de 110 mV.
Compruebe la respuesta de frecuencia del detector de adaptación VChP, realizado en los elementos C15, VD1, R23, VT7, R26, C19. Se aplica un voltaje de 110 mV con una frecuencia de 400 Hz a la entrada del canal de grabación. Mida el voltaje constante en el emisor VT7, que debe corresponder a 1 V. Aumente la frecuencia de la señal de entrada a 7,9 kHz, el voltaje en el emisor VT7 debe volverse cercano a cero. Con un aumento adicional en la frecuencia (hasta 16 ... 20 kHz), el voltaje cae a -1,2 ... -1,6 V. Si los resultados de la medición no coinciden con los datos proporcionados, se debe seleccionar el valor del capacitor C15 dentro de 390-910 pF. A continuación, las salidas GSP a los moduladores se conectan temporalmente a los contactos 1, 2 del conector X4 de la placa de grabación. Soldar condensadores C21, C21'. Encienda la alimentación de la placa de grabación y la GPU. Los tapones de filtro L2C20 se ajustan al voltaje mínimo de VChP en el condensador C12 (rango 1 ... 2 V). Al apagar la GPU y la placa de grabación, cambie las salidas de la GPU a la derecha (según el esquema) placas de condensadores C23, C23 Configure los condensadores C21, C2G con un valor nominal de 75 pF y el voltaje a la salida del generador de medida es igual a cero. Después de encender las unidades, conecte un osciloscopio al capacitor C22 a través de un divisor 1:10 y sintonice el circuito L3C22 a una frecuencia de 98,3 kHz en el voltaje máximo, usando el trimmer L3. Si es imposible sintonizar la resonancia, se debe seleccionar el condensador C22. Con un ajuste fino, la oscilación de voltaje en el capacitor C22 es de 80 ... 100 V. Luego, configure la frecuencia de 16 kHz en el generador de medición y aumente suavemente su voltaje de salida de 0 a 110 mV. La oscilación de voltaje en el capacitor C22 debe disminuir a 30 ... 40 V. Una operación importante es establecer la corriente de polarización óptima para señales pequeñas. El voltaje del generador se establece en 11 mV y las oscilaciones con frecuencias de 1 y 10 kHz se registran alternativamente en uno de los canales para diferentes capacitancias del capacitor C21 (22 ... 110 pF). Se reproduce la grabación y se anota la opción de que los voltajes con frecuencias de 1 y 10 kHz sean iguales. El valor de C21 correspondiente a esta opción es el óptimo. El procedimiento se repite para el otro canal. La operación final es ajustar la sensibilidad del medidor de nivel de grabación y configurar la corriente de grabación nominal. Se registra una señal con una frecuencia de 1 kHz y un valor RMS en la entrada de 110 mV para varios valores de la resistencia R31. Al mismo tiempo, el terminal superior de la resistencia R21 está conectado a la entrada del medidor de registro (preferiblemente pico). Seleccionando la resistencia R21, consigue una lectura del contador de 0 dB. Durante la reproducción, se observa una opción de grabación que proporciona un voltaje de 550 mV en la salida del canal de reproducción. El valor de la resistencia R31, correspondiente a esta opción, es óptimo. La respuesta de frecuencia de extremo a extremo de la grabadora se mide en el rango de 20 ... 20000 Hz para varios niveles de grabación: 0, -6, -12, -18 dB. Para medir la respuesta de frecuencia final de extremo a extremo de la grabadora, utilizamos la siguiente técnica: la generación de señales de prueba, su registro y procesamiento se realizaron en una PC. La señal de prueba se formó usando el programa Cool Edit Pro 1.2. La señal de prueba constaba de tres partes: las dos primeras partes eran señales de tono con una duración de 1,5 cada una con una frecuencia de 1 kHz y niveles de 5 y -30 dB, respectivamente. La tercera parte es una señal con una duración de 20 s con una frecuencia que cambia exponencialmente en el rango de 20000...30 Hz. Para generar una señal con una frecuencia que cambia exponencialmente, se usó el comando Generar tonos con las siguientes configuraciones: Duración 20 segundos, Configuración inicial 20000 Hz, Configuración final XNUMX Hz, Barrido de registro, Sinusoidal de sabor. Se utilizan dos pulsos tonales con diferentes niveles para calibrar el programa de visualización de características finales. Para tener en cuenta la respuesta de frecuencia desigual de las tarjetas de sonido utilizadas, la señal de prueba se corrigió utilizando un ecualizador gráfico de 30 bandas en el programa Cool Edit Pro. La señal de prueba se emitió desde la PC a través de una tarjeta de sonido Creative SB 128. La señal de prueba grabada en cinta magnética se introdujo en la PC durante la reproducción usando una tarjeta de sonido YAMAHA YS-724. La respuesta de frecuencia desigual de los dispositivos de entrada y salida (sin grabadora), medida en el rango de frecuencia de 20...20000 Hz, no superó los ±0,5 dB (después de corregir la respuesta de frecuencia de las tarjetas de sonido en la señal de prueba). Además, el archivo grabado se procesó para determinar la envolvente de la señal y registrar los resultados de la medición en las coordenadas habituales a lo largo de ambos ejes. Para ello se escribió en lenguaje Delphi un programa de visualización de los resultados de la medición de la respuesta en frecuencia. Un diagrama de bloques simplificado del algoritmo de operación del programa se muestra en la fig. once.
La envolvente de la señal de prueba se calculó utilizando el método del promedio móvil. Para ello, se realizaron las siguientes acciones sobre la señal de prueba: se calculó el módulo, luego se calcularon los puntos de la respuesta de frecuencia resultante promediando los datos en un intervalo de tiempo determinado. El tiempo medio de la envolvente cambia rápidamente en 0,1...2 s. Los valores típicos de los intervalos de tiempo fueron 0,1...0,4 s. El programa tiene una interfaz gráfica simple, que brinda la posibilidad de escalar arbitrariamente la respuesta de frecuencia mostrada a lo largo de ambos ejes de coordenadas, guardando los resultados del cálculo tanto en un formato gráfico como en una matriz. Este programa también trabaja con señales de prueba en forma de segmentos de ruido de banda estrecha (1/3 y 1/6 de octava), conectados sin cortes de fase y cubriendo el rango de 20...20000 Hz. Estas señales se utilizaron para medir la respuesta de frecuencia de los sistemas acústicos y micrófonos por presión sonora. En la fig. 12-15 muestra las características de amplitud-frecuencia del canal de grabación-reproducción para los siguientes casos: - método de registro estándar (con corrección de alta frecuencia fija y corriente de polarización) - fig. 12;
- método de registro con corrección adaptativa de alta frecuencia (corriente de polarización fija) - fig. 13;
- método de grabación con adaptación de polarización (profundidad fija de corrección de alta frecuencia) - fig. 14;
- grabación con adaptación de corrección de alta frecuencia y polarización - fig. quince
El apagado de la adaptación de la corrección de alta frecuencia se realiza conectando el colector VT3 a un cable común, apagando la adaptación del VChP, soldando uno de los terminales del capacitor C15 de la placa. Las medidas de los parámetros del trayecto de grabación-reproducción se realizaron utilizando una cinta IEC-1 del tipo BASF Fe 1. por debajo de -0 dB. En el rango de frecuencia 8. ..3 kHz hay un sobretono causado por golpes del 15º armónico de la señal grabada y la frecuencia de polarización, con un nivel de -24 dB (15,6%). La ondulación de la respuesta de frecuencia en el rango de frecuencia de 20...160 Hz (la llamada "serpiente") se explica por la conmensurabilidad de la longitud de onda de registro con las dimensiones de la superficie de trabajo del cabezal usado [4]. Dado que la forma de la respuesta de frecuencia por debajo de 3 kHz es prácticamente independiente del nivel de grabación, los gráficos de la Fig. 13-15 se dan en el rango de 2,5 ... 20 kHz. La comparación de los métodos de grabación se puede realizar según varios criterios, hemos elegido el nivel de retorno de la cinta magnética en el canal pasante a las frecuencias de 10 y 15 kHz. En mesa. 1 muestra los niveles en dB para los cuatro métodos estudiados.
A 10 kHz, la adaptación de solo HF es preferible a la adaptación de corrección de alta frecuencia, pero a 15 kHz, estos métodos de adaptación (individualmente) dan el mismo resultado (retorno de -16,5 dB). El uso conjunto de la adaptación de la corrección de HF y HF a una frecuencia de 15 kHz le permite obtener un retorno de -6 dB, que es 10,5 dB más alto (!) que cuando se usan estos métodos por separado. La no linealidad de la grabadora se estimó utilizando el método de tono de diferencia de tercer orden [4]. La señal de medida se formó utilizando el programa Cool Edit Pro 1.2 como la suma de dos oscilaciones armónicas: una con amplitud A y frecuencia f1, la otra con amplitud A/2 y frecuencia f2, con f2 = 2f1 - 500. El producto de la la no linealidad de la ruta de grabación magnética (que incluye, además de la parte electrónica, también un cabezal universal y una cinta magnética) en forma de un tono de combinación diferencial con una frecuencia de 500 Hz fue medida por un analizador de espectro a la salida del canal de reproducción izquierdo. Para ello, la señal fue ingresada a una computadora y analizada por el programa Audio Tester 1.4 (modo analizador de espectro). La curva de tolerancia se midió variando las frecuencias de la señal de prueba y manteniendo un nivel de tono de diferencia constante. Este último fue elegido para ser el 2,5% (-32 dB) del nivel de salida nominal (550 mV). Naturalmente, a medida que aumentan las frecuencias f1, f2 de la señal de prueba, disminuyen las amplitudes de sus componentes (A y A/2). Los resultados de la medición se dan en la tabla. 2 para las frecuencias componentes y la señal de prueba de cresta a cresta a la salida del amplificador registrador (en voltios y dB con respecto a la cresta a cresta nominal de 3,4 V).
Se observa en [4] que para canales de grabación-reproducción "buenos", la pendiente de la curva no supera los 15 dB a una velocidad de cinta de 19 cm/s en la frecuencia más alta del rango. Usando la adaptación del sesgo y la profundidad de la corrección de alta frecuencia durante la grabación, esta caída fue de solo 3,2 dB a una velocidad de cinta de 4,76 cm/s (!). Cabe señalar que este artículo describe una grabadora con una regulación más profunda de la corriente de polarización (hasta 10 dB) que en los sistemas conocidos de polarización dinámica (4...6 dB) y regulación dinámica (2,6 dB) [1 ]. Una evaluación subjetiva de la calidad del sonido de los fonogramas grabados en esta grabadora a partir de CD mostró una alta capacidad de sobrecarga de la ruta. Los niveles máximos de grabación medidos por el indicador de pico (τint = 1 ms, τrep = 350 ms) alcanzaron +6 dB sin distorsión perceptible. Para la grabación se utilizaron bandas sonoras con ritmos agudos, platillos y una potente línea de bajo. El fonograma grabado tiene "graves" sin distorsiones, no pierde brillo ni riqueza, y se diferencia del original solo por la aparición de un pequeño ruido de cinta (relación señal-ruido no ponderada 52...54 dB) en las pausas. Para suprimir el ruido de los fonogramas de cuatro canales realizados en una grabadora de cassette, se utilizó el programa Cool Edit Pro después de ingresarlos a una computadora. La supresión de ruido en cada canal se realiza en dos etapas: en la primera etapa, se determina el "perfil de ruido" como información estadística necesaria para optimizar el supresor de ruido; en el segundo, en realidad hay una supresión de los componentes de ruido en el fonograma procesado. Las configuraciones típicas para un rendimiento de silenciamiento de alta calidad son: Instantáneas en perfil: 300; Tamaño FFT: 4096; Factor de precisión: 7 Cantidad de alisado: 1.25 Ancho de transición: 3. La mejora típica de señal a ruido es de 15...20 dB. Para interferencia regular, la mejora puede llegar a 40...50 dB. Literatura
Autores: A.Filatov, K.Filatov, Taganrog, región de Rostov.
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