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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Microcircuitos de la serie K174. Dato de referencia
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Referencias DECODIFICADOR ESTÉREO DOBLE ESTÁNDAR KR174XA51 JSC "Angstrem" (Moscú) ha desarrollado y dominado en producción el chip KR174XA51, un decodificador estéreo diseñado para decodificar una señal estéreo según el estándar nacional con modulación polar (OIRT) y según el extranjero, con un tono piloto ( CCIR) en radios domésticas. El microcircuito utiliza nuevas soluciones técnicas, que están registradas en el Código Civil de Invenciones. El microcircuito está enmarcado en un paquete 2104.18-B (Fig. 1). Peso: no más de 3 G. Tecnología de implementación: BiCMOS epitaxial plano de 2 µm con aislamiento de óxido combinado y unión pn.
El decodificador estéreo KR174XA51 implementa decodificación por división de tiempo con sobremuestreo XNUMXx para suprimir armónicos de manera efectiva, proporciona supresión de tono piloto adicional, supresión de cambio de nivel constante entre canales al decodificar una señal estéreo con modulación polar para reducir la interferencia al cambiar de "estéreo" a "mono" y expansión de el rango dinámico, así como la posibilidad tanto de reconocimiento automático del sistema de decodificación como de su ajuste forzado, indicación del sistema seleccionado. Si es necesario, el decodificador estéreo se puede cambiar a un modo "Mono" permanente. Cuando se utilizan elementos de ajuste de frecuencia con tolerancias estrechas, el microcircuito no requiere sintonizar la frecuencia de oscilaciones libres del VCO. El decodificador estéreo tiene una salida de control de frecuencia VCO (62,5/76 kHz), contiene un amplificador de corriente para conectar el indicador LED del modo "Estéreo". (Aquí y debajo, a través de una barra inclinada, se indican los valores de frecuencia para dos sistemas de decodificación, con modulación polar y tono piloto, respectivamente). Para el funcionamiento de un decodificador estéreo, se requiere un mínimo de accesorios externos. Pinout del microcircuito: pin. 1 - entrada de señal de retroalimentación; terminal para conectar condensadores integradores del filtro PLL; alfiler. 2 - entrada de señal de retroalimentación; salida para conectar una resistencia y un condensador integrador del filtro PLL; alfiler. 3 - salida del detector de fase; salida para conectar una resistencia y un condensador integrador del filtro PLL; alfiler. 4 - generales; salida de potencia negativa; alfiler. 5 - salida para conectar el condensador de ajuste de frecuencia VCO; alfiler. 6 - salida para conectar una resistencia de ajuste de frecuencia y un condensador de bloqueo VCO; entrada de control de VCO; alfiler. 7 - salida de señal para indicación del modo "Estéreo"; Salida de señal de control de frecuencia VCO; alfiler. 8 - entrada de señal de control del interruptor de selección del sistema de decodificación; alfiler. 9 - señal de salida AF canal B; alfiler. 10 - señal de salida AF canal A; alfiler. 11 - salida del preamplificador de la señal del canal B AF; alfiler. 12 - entrada inversora del amplificador de filtro de paso bajo para corrección de distorsión previa en el modo de modulación polar; alfiler. 13 - entrada no inversora del amplificador de filtro de paso bajo para corrección de distorsión previa en el modo de modulación polar; alfiler. 14 - salida del preamplificador de la señal del canal A AF; alfiler. 15 - salida de potencia positiva; alfiler. 16 - entrada de una señal estéreo compleja; alfiler. 17 - salida de bloqueo, configurando la ganancia del amplificador de escala de la señal estéreo compleja; entrada inversora del amplificador escalador; alfiler. 18 - salida del detector de amplitud de subportadora/tono piloto; Entrada de disparador Schmitt del canal de selección de modo "Stereo" - "Mono". El diagrama funcional del decodificador estéreo se muestra en la fig. 2, y un circuito típico para su inclusión está en la fig. 3.
La señal estéreo compleja se alimenta a la entrada del amplificador escalador DA1, que sirve para llevar el voltaje de entrada al nivel nominal del decodificador 200...250 mV. Además, la señal pasa a la entrada del detector de fase ya la entrada del decodificador de señal estéreo. La segunda entrada del detector de fase recibe una señal ejemplar del formador de los pulsos de control. La señal ejemplar tiene una frecuencia de subportadora o una frecuencia de tono piloto. La salida de un detector de fase es proporcional al cambio de fase entre las señales de entrada y de referencia del detector de fase; también contiene otros componentes combinacionales en un amplio espectro de frecuencia. Para aislar el componente útil, se utiliza un filtro PLL de integración proporcional, realizado en un amplificador operacional DA2 con condensadores integradores externos (C5, C6 en la Fig. 3) en el circuito OS. Además, el filtro forma la respuesta frecuencia-fase del bucle PLL, asegurando su estabilidad y los parámetros necesarios del ancho de banda de captura. El voltaje de error de fase integrado tomado del filtro PLL usando un amplificador diferencial DA3 con una salida de corriente se aplica a la entrada de control del VCO. Los pulsos de salida del VCO con una frecuencia nominal de 500/608 kHz se alimentan al modelador de pulsos de control, que, después de volver a calcular y decodificar, genera las señales de control del decodificador y la señal ejemplar para el detector de fase, cerrando así el bucle PLL. El decodificador de señal estéreo se compone de cuatro bloques de búsqueda/retención, dos por canal. El modelador de pulsos de control proporciona un cambio de fase de los pulsos de muestra, sincronizándolos con los máximos y mínimos del voltaje de la subportadora, para detectar las envolventes de los canales A y B, respectivamente. El decodificador también contiene multiplexores-interpoladores analógicos de los canales A y B, que realizan el remuestreo de la señal. Además, proporcionan una transición al modo "Mono" al aplicar una señal desde la entrada del decodificador a sus salidas, sin pasar por los bloques de decodificación. La señal decodificada toma la forma de pasos de 31,25/38 kHz. El sobremuestreo consiste en añadir puntos intermedios entre muestras de señales adyacentes de forma que la amplitud de los pasos se reduzca a la mitad y su frecuencia se duplique (hasta 62,5/76 kHz). Por lo tanto, después de filtrar por los filtros RC de salida R6C12 y R7C13, se logró una reducción de cuatro veces en el nivel de ruido de armónicos en la señal de salida. Desde las salidas del decodificador, las señales A y B se alimentan a las entradas de los seguidores de voltaje del búfer DA4, DA6 (Fig. 2) y luego a través de los amplificadores sumadores DA7, DA8 a la salida del microcircuito. Los filtros R6C12 y R7C13 se utilizan para compensar la distorsión previa de la señal de alta frecuencia con una constante de tiempo tf=R6C12=R7C13=50 µs. Para obtener tf=75 µs, es necesario corregir los valores de los condensadores o, si es necesario, introducir elementos electrónicos de conmutación de la constante de tiempo. Al decodificar una señal estéreo con modulación polar, la predistorsión de baja frecuencia del canal diferencial (A-B) se corrige mediante un filtro de paso bajo con entrada y salida diferencial, que consta de un circuito RC externo R3C10R4 y un amplificador interno DA5 con un salida de corriente. El amplificador DA5 se enciende automáticamente en modulación polar y "Stereo". Constante de tiempo tnch =(R3+R4)C10=1,0186 ms. Ganancia del amplificador U1-3/U10-9=4, donde U1-3 y U10-9 son el voltaje en el par correspondiente de pines del microcircuito. El detector síncrono de amplitud convierte el tono piloto/subportadora en un voltaje de CC y los integra en un capacitor externo C2 (Fig. 3), filtrando los componentes de audio. El voltaje de CC integrado se usa para cancelar casi cero tono piloto/subportadora en la cadena de señal usando retroalimentación negativa. La señal de salida del detector de amplitud también va a la entrada del disparador Schmitt, que, con un nivel de señal suficiente, cambia todo el decodificador estéreo KR174XA51 del modo "Mono" al modo "Estéreo". El interruptor de los sistemas de decodificación se basa en un generador de frecuencias infra-bajas con disparador RS. En ausencia de reconocimiento de señal estéreo, el decodificador estéreo cambia periódicamente de trabajar con modulación polar (PM) a trabajar con un tono piloto (PT) y viceversa. Después de capturar el tono subportadora/piloto y generar una señal "estéreo" con el disparador Schmitt, el generador de frecuencias infra-bajas se detiene y el disparador RS mantiene el decodificador estéreo en el estándar de decodificación reconocido. Por lo tanto, hay una "sintonización automática" de la señal recibida. El amplificador de corriente del indicador brinda la posibilidad de conexión directa al decodificador estéreo del LED que indica el funcionamiento en el modo "Estéreo". La salida del amplificador - pin 7 - se utiliza para controlar la frecuencia de vibraciones libres del VCO. Durante la afinación del VCO, el LED se apaga. Características principales a Tacr.av=25+5°С y frecuencia de modulación 1 kHz
El modo "Estéreo" (A + B) se caracteriza por la presencia de ambos componentes AF en la señal estéreo compleja, tanto en el canal A como en el canal B. El registro "Estéreo" (A + B), A, B significa que , de acuerdo con las condiciones de medición, primero se alimentan al decodificador estéreo, la señal estéreo completa, y luego, alternativamente, ponen a cero el componente B y luego A, respectivamente. En el modo "Estéreo" (A+B), 0 primero se aplica una señal estéreo completa, después de lo cual ambos componentes se restablecen a cero; mientras que la subportadora permanece. Tales condiciones de prueba para los decodificadores estéreo están dictadas por las características del bucle PLL y son necesarias para garantizar una captura confiable de la señal estéreo. Cabe señalar que eléctricamente el microcircuito es capaz de soportar sin consecuencias negativas la tensión de alimentación hasta 8 V, la tensión de la señal estéreo compleja hasta 0,5 V y la corriente de salida del AF a través de los canales A y B hasta 5 mA , pero no se garantiza el rendimiento del decodificador estéreo en este modo. Para minimizar el ruido, especialmente cuando se reciben estaciones débiles, se recomienda activar un filtro de paso bajo con una frecuencia de corte de 70 ... 80 kHz en la entrada del decodificador estéreo (al menos el R1C1 pasivo más simple que se muestra en un típico circuito de conmutación). Los más efectivos son los filtros activos de paso bajo del segundo al cuarto orden. La supresión de ruido y señales espurias fuera de banda evita su conversión durante la decodificación en la región del espectro de audio y, por lo tanto, se acerca a los parámetros de ruido máximos alcanzables. Dado que la banda de frecuencia del CSS es mucho más ancha que el ancho de banda del AF (además, un filtro de baja frecuencia limitado con una constante de tiempo tf = 50 μs, que corresponde a 3,2 kHz), el CSS que lo acompaña y el ruido se decodifican junto con la señal estéreo es 10...18 dB más alta que con recepción monofónica. Por lo tanto, cuando se reciben señales por debajo del nivel en el que la relación señal/ruido mono original cae a 48 ... 40 dB, es necesario forzar el decodificador estéreo al modo "Mono" para mantener una calidad de sonido aceptable. Para hacer esto, use la señal del indicador de intensidad de campo (nivel de señal), que está disponible en la mayoría de los microcircuitos de la ruta de recepción de radio. Cuando se utiliza un filtro de entrada, la separación de canales se deteriora más cuanto mayor es la desigualdad de la respuesta de frecuencia y el retardo de grupo en la banda KSS de 20 Hz a 53 kHz. Entonces, cuando se trabaja con el filtro R1C1 más simple (Fig. 3), la separación de canales real se deteriora a 24 dB para PM y hasta 20 dB para FET. Además, es necesario minimizar la irregularidad de la respuesta de frecuencia no solo en la parte superior (frecuencia armónica), sino también en las partes inferiores del espectro de frecuencia. Los valores de los condensadores de separación de entrada (C4 en la Fig. 3) y de bloqueo (C3), que son excesivamente grandes en términos de ancho de banda, son necesarios para garantizar una alta separación de canales. El ajuste del nivel de la señal de salida al valor nominal de 200...250 mVeff se realiza conectando una resistencia adicional en serie con el condensador C3. En este caso, el coeficiente de transferencia del amplificador escalador DA1 (Fig. 2) varía entre 1...5 de acuerdo con la fórmula: Кп=1+20/(5+Rdop), donde Rdop es la resistencia en kiloohmios de la resistencia adicional. Los elementos C8, R5 establecen la frecuencia de oscilaciones libres del PLL VCO. Con una constante de tiempo tf=R5C8=0,94 µs, normalmente no se requiere un ajuste de frecuencia de +1%. Con la peor precisión de las clasificaciones de estos elementos, se recomienda hacer la resistencia R5 en forma de una conexión en serie de una resistencia constante con una resistencia de 4,3 kOhm y una variable de 1 kOhm. Al ajustar la frecuencia del VCO, se controla la frecuencia de la señal en el pin 7 del microcircuito. El LED está apagado por este tiempo y el pin 8 está conectado a un cable común. La frecuencia de la señal controlada debe ser igual a 62,5 kHz. El condensador C9 reduce un poco el efecto de la interferencia en la estabilidad de frecuencia y la distorsión de fase de la señal y puede eliminarse si es necesario. Cuando se utiliza una fuente de alimentación con un voltaje diferente a 6 V, se recomienda ajustar el valor de la resistencia R5 de acuerdo con el gráfico de desviación de la frecuencia del VCO del voltaje de suministro (Fig. 4).
El valor y el signo de la corrección de la resistencia (en porcentaje) debe ser igual a la desviación de frecuencia (en porcentaje) en el punto correspondiente del gráfico. DECODIFICADOR ESTÉREO DOBLE ESTÁNDAR KR174XA51 El valor requerido de la constante de tiempo tph se puede obtener con otras clasificaciones de los elementos R3, C10, R4. Solo se debe suponer que la resistencia total R3 + R4 debe estar en el rango de 20 ... 50 kOhm. Con un error de tHF superior al 2%, la separación de canales en el modo de modulación polar se deteriora a AF por debajo de 1 kHz, que es subjetivamente imperceptible para el oído hasta ciertos límites. La desigualdad de los valores de resistencia de las resistencias R3, R4 prácticamente no tiene efecto en los parámetros de salida, que se pueden usar al seleccionar clasificaciones de un rango típico o configurar tf a la separación máxima. El condensador C11 establece el intervalo de tiempo durante el cual se verifica una por una la presencia de una señal de uno u otro estándar de codificación. El estándar de decodificación se fuerza conectando el pin 8 del chip con un cable común para la modulación polar y con un cable de alimentación positivo para el tono piloto. En el modo de detección del sistema de decodificación automática, los niveles de voltaje alto y bajo en este pin se pueden usar para indicar el sistema de decodificación seleccionado para la señal recibida. Para hacer esto, es necesario proporcionar una alta resistencia de entrada del indicador: más de 1 MΩ. El condensador C2 establece la constante de tiempo de integración del detector de amplitud. Su disminución puede conducir a un deterioro en la separación de canales en AF en un sistema con modulación polar y definiciones erróneas de una señal estéreo, y un aumento puede conducir a un aumento en el tiempo de identificación. El tiempo de identificación, a su vez, debe ser inferior al intervalo de tiempo asignado para la identificación. El decodificador estéreo se puede forzar al modo mono conectando el pin 18 a tierra a través de una resistencia de 68 kΩ. En la práctica, es más conveniente implementar esta función utilizando un nodo, cuyo diagrama se muestra en la Fig. 5. Si el voltaje de salida del AF se establece en un nivel de más de 250 mVeff, entonces se debe reducir el valor de la resistencia R2.
El LED HL1 debe tener una caída de tensión directa mínima. Aquí solo son adecuados los LED rojos con un brillo aceptable a una corriente de 0,5 mA. De lo contrario, el LED deberá encenderse a través de un amplificador de búfer de corriente de acuerdo con el circuito de la Fig. 6. La misma etapa de búfer se puede utilizar para generar una señal "estéreo" lógica TTL/CMOS. Se retira del colector del transistor VT1 (se debe reemplazar la resistencia R2 por otra, con una resistencia de 100 kOhm). La presencia de la señal "Estéreo" corresponde a un nivel lógico bajo en la salida de la etapa de amortiguación (en el colector del transistor VT1).
Al montar un microcircuito en una placa, se debe tener en cuenta la alta sensibilidad del detector de fase a las corrientes de fuga y evitar la inundación de los pines 1 y 2 del microcircuito con flujo. Se obtienen buenos resultados en este sentido utilizando un anillo protector formado por un conductor impreso conectado al pin 3. El anillo debe rodear los pines 1 y 2, así como los pines de los elementos R2, C5, C6 (Fig. 3). Además, para minimizar la interferencia emitida por el microcircuito, el condensador de filtro C7 de la fuente de alimentación debe ubicarse lo más cerca posible de sus terminales 4 y 15, y los elementos R5, C8, C9, de los terminales 4, 5 y 6. . En la fig. 7 muestra la dependencia del nivel de señal de salida mínimo, en el que el decodificador estéreo cambia al modo "Estéreo", de la tensión de alimentación para ambos estándares de decodificación. La característica de voltaje de corriente de salida del indicador de modo "Estéreo" (según el pin 7 del decodificador estéreo) se muestra en la fig. 8. Aquí, en la sección Uind \u1,4d 2 ... 62,5 V, la corriente de fuga de salida con una frecuencia de 76 / 2,2 kHz tiene una forma de pulso cercana a un meandro. Con un aumento adicional en el voltaje del indicador, la amplitud de los pulsos de corriente disminuye y en Uind = XNUMX V o más, la corriente del indicador se vuelve constante y con fugas.
Las dependencias del coeficiente de distorsión no lineal y la corriente consumida por el decodificador estéreo en el voltaje de suministro se muestran en la fig. 9 y 10 respectivamente.
Autor: S.Alenin, Moscú
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