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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Transceptor de onda corta URAL-84. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / radiocomunicaciones civiles El transceptor está diseñado para comunicaciones de radioaficionados en el rango de onda corta de 1,8...29 MHz. Tipo de trabajo: teléfono (SSB) y telégrafo (CW). El transceptor está fabricado íntegramente con dispositivos semiconductores y microcircuitos, tiene una balanza digital incorporada (según el diagrama del radioaficionado V. Krinitsky (RA9CJL), publicado en esta colección) y una fuente de alimentación incorporada. El transceptor prevé la conexión de un GPA externo, que permite comunicaciones por radio en diferentes frecuencias. Al desarrollar el transceptor, se prestó especial atención a la obtención de altos parámetros dinámicos de la ruta de recepción y buenas características ergonómicas del transceptor en su conjunto. La ausencia de un amplificador de RF en la entrada del receptor, el uso de un mezclador balanceado de alto nivel, una ruta de FI lineal y de bajo ruido hizo posible llevar a cabo la primera tarea. El segundo problema se resolvió utilizando filtros de paso de banda no sintonizables en la entrada del receptor, conmutación electrónica de rango y el modo "transmitir-recibir".
El transceptor (Fig. 1) se fabrica de acuerdo con el esquema con una conversión de frecuencia. La elección de una frecuencia intermedia de 9100 kHz está determinada por la presencia de un filtro de cuarzo casero realizado según el método descrito en la revista Radio No. 1, 2 de 1982 (es posible utilizar un filtro de cuarzo industrial del tipo FP2P-410-8,815 con cambios menores en el diagrama del circuito). Los nodos comunes del transceptor en el modo de recepción y transmisión son: filtros de paso bajo Z1, filtros de paso de banda Z2, mezclador U1, etapa de adaptación reversible A1, generador de rango suave G1, filtro de cuarzo Z3.
La conexión de los nodos para recepción o transmisión se realiza mediante los contactos de relé K1, K2, así como mediante el interruptor S1. El diagrama muestra los nodos en modo de recepción. La señal de la entrada de la antena a través de los filtros de paso bajo Z1, el atenuador de paso ATT y los filtros de paso de banda de tres circuitos Z2 se alimenta al mezclador balanceado U1. El voltaje se suministra al mismo mezclador desde un oscilador local suave G1. La señal convertida pasa a través de una etapa de adaptación reversible L/ y luego a un filtro de cuarzo Z3, es amplificada por el nodo A2 y entra al mezclador U2, donde se mezcla con el voltaje del oscilador de cristal de referencia G2. La señal de baja frecuencia de la salida del mezclador va al amplificador de baja frecuencia A3 y de este al altavoz BA1. Al pasar de recepción a transmisión, se produce el correspondiente cambio de unidades funcionales. Esto se hace manualmente o mediante un sistema de control por voz. La señal del micrófono BFJ, amplificada por el nodo A4, va al dispositivo de control de voz A8, que a su vez controla el interruptor S1, así como al mezclador U3, que tiene voltaje del oscilador de referencia. La señal DSB generada es amplificada por el nodo A5, pasa a través de un filtro de cuarzo Z3, donde se selecciona un voltaje de frecuencia intermedia de 9100 kHz con una banda lateral superior y se alimenta a través del nodo A1 al mezclador U1, la otra entrada de la cual se alimenta con un filtro suave. voltaje del oscilador local. La señal de la frecuencia operativa seleccionada por los filtros de paso de banda Z2 de la salida del mezclador U2 se alimenta al amplificador A6 y luego, amplificada en potencia en el nodo A7, a través del filtro de paso bajo Z1 se alimenta a la antena WA1. La formación de la señal telegráfica en el transceptor se lleva a cabo utilizando un generador manipulado G3, que está conectado al nodo A5, en lugar de un dispositivo de formación de señal de banda lateral única. El transceptor está hecho de acuerdo con el principio de bloque. En el diagrama, la numeración de elementos en cada bloque es diferente. La placa principal (nodo A6, Fig. 2) contiene un mezclador reversible, una etapa de adaptación, una ruta de IF del receptor, filtros de cuarzo, un detector de mezcla, un amplificador de baja frecuencia del receptor, un circuito AGC y un local suave de banda ancha. amplificador de voltaje del oscilador. Fig.2,a. Diagrama esquemático de la placa transceptora principal (nodo A6) Figura 2, b. Diagrama esquemático de la placa transceptora principal (nodo A6) El mezclador pasivo de alto nivel VD1 - VD8, T2, T3 se ensambla de acuerdo con un esquema de doble balance. Su característica es el uso de transformadores de banda ancha con una vuelta cortocircuitada de volumen (el diseño se describe en la revista Radio No. 1, 1983). En el caso de usar diodos modernos de alta frecuencia del tipo KD514A en el mezclador (e incluso mejores diodos con una barrera Schottky del tipo AA112), la pérdida de señal será de aproximadamente 4 ... 5 dB. La señal recibida se alimenta al devanado primario L3 del transformador T2. La señal convertida se toma del punto medio del devanado L4. El voltaje del oscilador local suave se amplifica mediante un amplificador de banda ancha basado en el transistor VT1 y se alimenta al devanado de entrada L7 del transformador T3. En un potente transistor de efecto de campo VT2, se ensambla una cascada de combinación de mezclador con un filtro de cuarzo. Se eligió el transistor tipo KP905 debido a sus buenos parámetros de ruido y linealidad. Al recibir, la cascada funciona como un amplificador con puerta común y una ganancia de unos 12 dB, su impedancia de entrada tiene carácter activo y es constante en un amplio rango de frecuencias. La coordinación con un filtro de cuarzo SSB de ocho cristales a una frecuencia de 9100 kHz se proporciona mediante un autotransformador L12. Los esquemas de los filtros de cuarzo ZQ1 y ZQ2 se muestran en la fig. 3 y 4.
El filtro ZQ1 tiene los siguientes parámetros:
Si se utilizan resonadores de cuarzo de la estación de radio Granit con frecuencias de 1 ... 9000 kHz en el filtro ZQ9150, entonces los valores de capacitancia en el circuito del filtro pueden permanecer sin cambios. En el filtro ZQ2, se puede cambiar el ancho de banda. En modo SSB, es de 2,3 kHz, y en modo CW, cuando se conectan condensadores de 68 pF en paralelo con los resonadores de cuarzo, el ancho de banda se reduce a 800 Hz. Al transmitir, la cascada en el transistor VT2 es un seguidor de fuente. El modo de operación de esta cascada se invierte cambiando los voltajes de los buses de control. Al recibir +15 V en el bus Rx, 0 V en el bus Tx. Al transmitir 0 V en el bus Rx, +15 V en el bus Tx. Las llaves de diodo VD9 y VD10 conectan el extremo "caliente" del autotransformador L12 al drenaje del transistor cuando recibe o a su puerta cuando cambia a transmisión. La conexión a tierra del extremo "frío" del autotransformador L12 a alta frecuencia durante la recepción ocurre a través del interruptor de diodo VD10 y el capacitor C5, durante la transmisión, a través del interruptor de diodo VD9 y el capacitor C4. En los transistores VT5, VT6, se ensambla la primera cascada de IF, que tiene una ganancia de aproximadamente 20 dB. El circuito P L17C29C30 le permite combinar los transistores del circuito cascode y realizar un filtrado adicional de la señal útil. La carga en cascada es el circuito L16C26. La coordinación con el segundo filtro de cuarzo ZQ2 se realiza mediante la bobina de acoplamiento Lsv. Este filtro es un filtro de escalera de 4 cristales con un ancho de banda de 3 dB de 2,6 kHz. En el modo de recepción de señales telegráficas, se conmuta mediante un relé del tipo RES-49 a una banda estrecha de unos 0,7 kHz conectando condensadores iguales a unos 68 pF en paralelo con los filtros de cuarzo. El uso de dos filtros de cuarzo ZQ1 con un ancho de banda de 2,4 kHz y ZQ2 mejoró significativamente la supresión de señales fuera de la "transparencia" de los filtros, que alcanzó los 100 dB. La amplificación de la señal principal se realiza en cascada en el chip DA1 K224UR4 (K2US248 es la designación anterior). El detector de mezcla en los transistores VT8, VT9 no tiene características especiales. Entre el detector y la entrada del preamplificador de baja frecuencia en el chip DA2, se conecta un filtro de paso bajo tipo ZQ3 D3,4 (de las estaciones de radio Granit), que mejora el ruido y los parámetros selectivos de la ruta de recepción. La etapa de salida ULF se ensambla de acuerdo con el esquema habitual en los transistores VT15, VT16, VT17. Se ensambla una llave electrónica en el transistor VT14, con la ayuda de la cual la entrada ULF se desvía en el modo de transmisión. En modo telégrafo, esta tecla está cerrada, lo que le permite escuchar la señal de autocontrol durante la transmisión. El circuito AGC consta de un preamplificador AGC DA3, VT13, un emisor seguidor VT12, detectores AGC VD18, VD19 y VD24. Se ensambla un circuito auxiliar de "descarga rápida" con un tiempo de descarga de aproximadamente 11 s en el transistor VT17 y el diodo VD0,2. Cuando se recibe una señal útil, el tiempo de descarga del AGC lo determina el circuito principal R36C53. Cuando la señal desaparece, se produce una descarga rápida de C53 a través del diodo VD17 y el transistor VT11. Desde el seguidor de fuente VT10, el voltaje AGC positivo, que aumenta al aumentar la intensidad de la señal, se suministra a los transistores de control VT4 y VT7, que controlan la amplificación de las etapas IF. Para implementar el retraso del AGC, la fuente del transistor VT6 se conecta a una fuente de voltaje de referencia recogida en el diodo Zener VD11 y la resistencia R25. En modo de transmisión, los transistores VT4, VT7 se alimentan con un voltaje de conmutación de +15 VTX-O BRX, que prácticamente cierra la ruta IF del receptor. En el transistor VT3 se ensambla un amplificador ajustable que funciona en modo de transmisión de señal SSB o CW. La ganancia en cascada se ajusta cambiando el voltaje en la segunda puerta VT3 y alcanza una profundidad de más de -40 dB. Si se desea, se puede aplicar el voltaje ALC a la segunda puerta de este transistor. Durante la transmisión, la señal telegráfica manipulada es amplificada por el transistor VT3, pasa a través de los circuitos L15C22 y las capacitancias parásitas de la ruta de FI cerrada del receptor, se mezcla en el detector con la señal del oscilador local de referencia y entra en la ULF para el autocontrol. Desde el mismo circuito, la señal SSB o CW pasa por el filtro de cuarzo ZQ1, ingresa a la etapa de adaptación VT2, que en este caso funciona como seguidor de fuente, y luego al mezclador VD1 - VD8, que transfiere la señal a la frecuencia de operación. . La señal convertida se toma del devanado L3 al filtro de paso de banda del nodo A2. En el nodo A2 (Fig. 5) se encuentran: un atenuador escalonado del receptor, un relé de conmutación K17, filtros de paso de banda y etapas preliminares del transmisor. En el modo de recepción, la señal del nodo A1 se envía a un atenuador formado por dos enlaces P de resistencia: R1R2R3, que proporciona una atenuación de 10 dB y R4R5R6 - 20 dB. El atenuador se controla mediante un interruptor en el panel frontal del receptor S7 "ATT", que tiene las posiciones "0", "10 dB", "20 dB", "30 dB". Los enlaces P se conmutan mediante contactos de relé K13 - K.16 tipo RES-49 (RES-79). Después del atenuador, la señal pasa a través de los contactos normalmente cerrados del relé K17 (RES-55A) y ingresa a filtros de paso de banda de tres circuitos, cuya selección se realiza mediante seis pulsadores de "Rango" (SI - S6) con dependientes. fijación. La conmutación de filtros de banda se realiza mediante relés K1 - K12 tipo RES-49 (RES-79). Los filtros de paso de banda suprimen el canal de la imagen en más de 80 dB. Fig. 5. Diagrama esquemático de la potencia del preamplificador y filtros de paso de banda (nodo A2) El uso de un relé para la conmutación de filtros de paso de banda y un atenuador se debe al deseo de lograr el rango dinámico más alto posible, mientras que la conmutación mediante interruptores de diodo (diodos pin, etc.) no está justificada debido a una disminución significativa en el rango dinámico y un aumento en el ruido de la ruta de recepción. Después de los filtros de paso de banda, la señal ingresa al nodo A6, discutido anteriormente. En modo de transmisión, el voltaje de la señal SSB o CW proveniente del nodo A6 pasa a través de filtros de paso de banda en la dirección opuesta y a través de los contactos del relé K17 se suministra a un amplificador de banda ancha fabricado con transistores de microondas VT2, VT3, VT4, donde se amplifica a nivel 5...7 En ef. con desniveles en el rango de 1,8...35 MHz no más de 2 dB. La carga del preamplificador es un transformador de banda ancha 77 con una vuelta cortocircuitada de volumen, similar a los transformadores mezcladores en el nodo A6. El transformador de banda ancha T2 está hecho de 16 anillos de ferrita, colocados en un tubo de cobre (el diseño se describe en la revista "Radio" No. 12 de 1984). Las cadenas R10R11C6 y R23C14 realizan la respuesta de frecuencia del preamplificador. Las resistencias R13, R24 se seleccionan de acuerdo con la irregularidad mínima del voltaje de salida en todo el rango de frecuencias amplificadas. La cascada en el transistor VT1 es una llave electrónica con un retraso necesario para cambiar el circuito de antena en el nodo A1. Nodo A1 - amplificador de potencia del transmisor (Fig. 6) hecho en un potente transistor de efecto de campo tipo VTI KP904A. También hay filtros de banda de paso bajo (circuito P), relés conmutados del tipo RES-10. El voltaje de la señal a la frecuencia operativa del preamplificador se aplica a la puerta del transistor VTI y se amplifica a una potencia de salida de aproximadamente 30 vatios. La carga de la cascada es un transformador de banda ancha realizado sobre un anillo de ferrita con una permeabilidad de 300 NN y un diámetro de 32 mm según una técnica conocida. La corriente de drenaje máxima del transistor alcanza los 2 A. A través de los contactos del relé K13, cerrado durante la transmisión, la señal amplificada pasa a través de un filtro de paso bajo y entra en la antena (conector XI). La resistencia R5 se usa para establecer la corriente inicial del transistor. A través de la cadena R7C31 se realiza una OOS dependiente de la frecuencia. El amplificador de potencia tiene una linealidad bastante buena. Con la selección correcta de la corriente de reposo, las emisiones fuera de banda se suprimen a -50 dB. En el modo de recepción desde el zócalo XI, la señal pasa a través del filtro de paso bajo de rango y a través de los contactos normalmente cerrados del relé K13 (tipo RES-55A) ingresa a los filtros de paso de banda de rango (nodo A2). Como ha demostrado la práctica (se han realizado más de 6000 conexiones en el transceptor), los temores de que los relés de potencia relativamente baja en el amplificador de potencia a menudo fallen son infundados, ya que todos sus contactos cambian en ausencia de una señal. Generador de rango suave - nodo A3 (Fig. 7) consta de seis generadores de banda separados, conmutados para el suministro de energía en la segunda dirección (la primera es para cambiar filtros de paso de banda) de los interruptores de botón S1 - S6. El generador se ensambla directamente en el transistor de efecto de campo VTI mediante un circuito inductivo de tres puntos. El transistor VT2 es un seguidor de emisor. La carga de los seis seguidores emisores es la resistencia R6. La caída de voltaje a través de él, igual a aproximadamente +5 V, cierra las uniones de los emisores de los repetidores que no funcionan, eliminando así la influencia sobre la frecuencia del generador en funcionamiento de otros generadores de banda. ...La distribución de frecuencias VFO por rango y datos del circuito se dan en la tabla. 1. Las frecuencias VFO se seleccionan de tal manera que cuando se cambia el rango, se selecciona automáticamente la banda lateral deseada. Usando los relés K1, K2 (RES-55A), se puede conectar un GPA externo al transceptor. La ausencia de conmutación mecánica, así como la presencia de circuitos separados para cada rango con su cuidadosa compensación térmica, permitieron lograr una buena estabilidad sin tener que recurrir a la multiplicación de frecuencia. Esta construcción del oscilador local le permite optimizar los niveles de voltaje de salida, crear superposición de frecuencia y hacer que el valor de desafinación sea independiente para cada rango. Tabla 1
El acondicionador de voltaje de señal SSB y CW - nodo A4 se muestra en la fig. ocho. En el transistor VTI se ensambla un oscilador de cristal de referencia con una frecuencia de 9100 kHz. El transistor VT2 es una etapa de búfer desde la cual se suministra la señal del oscilador de referencia al modulador balanceado en los varicaps VD1, VD2 y el transformador T1. El modulador tiene una alta linealidad y le permite suprimir la frecuencia portadora en al menos 50 dB. La cascada en el chip DA1 [es un micrófono ULF, desde cuya salida se suministra un voltaje amplificado de baja frecuencia al punto medio del devanado L3 del modulador balanceado y a través del seguidor del emisor VT6 al sistema de control por voz (VOX) . La cascada del transistor VT5 es un oscilador local de telégrafo manipulado, estabilizado por cuarzo ZQ2. Su frecuencia es 800...900 Hz mayor que la frecuencia del oscilador local de referencia, es decir, coincide con la banda de “transparencia” del filtro de cuarzo ZQ1. Dependiendo del tipo de trabajo, teléfono o telégrafo, el seguidor de emisor VT4 se alimenta a través de los contactos del relé K1 con voltaje de un modulador balanceado (SSB) o de un oscilador local de telégrafo (CW). Desde la salida del transistor VT4, la señal se suministra para su posterior conversión al nodo A6 (placa principal). Usando la resistencia de sintonización R21, se establece la ganancia necesaria del micrófono ULF, usando las resistencias RI8, R15, se equilibra la frecuencia portadora del oscilador local de referencia. La inductancia L1 sirve para ajustar con precisión la frecuencia del oscilador local de referencia en la pendiente inferior del filtro de cristal ZQI. El funcionamiento del transceptor en el modo "recepción" o <transmisión" está controlado por el interruptor - nodo A7 (Fig. 9). El interruptor en sí está hecho en potentes transistores VT5 - VT9. Los transistores VT1. VT3, VT4 están incluidos en el sistema VOX. VT7 - Anti-VOX. C usando la resistencia de ajuste R1, se establece el retardo de respuesta del sistema de control de voz, y RIO es el umbral para la respuesta del sistema VOX. Las resistencias R14 establecen el umbral para el Anti- Sistema VOX Los transistores VT10 - VT12 están equipados con un regulador de voltaje de oscilador local suave de +9 V. Un amplificador S- está ensamblado en el medidor de transistor VT13 En modo de recepción, el voltaje AGC de la placa principal se suministra a su entrada a través del diodo VD7, y a través del diodo VD8 el voltaje del nodo A1, proporcional a la corriente de drenaje del potente transistor VT1. . El conmutador se puede controlar desde un pedal que se conecta al pin 9 del conector XI tanto en modo SSB como CW. En el modo CW, los pulsos positivos, que se aplican al pin 7 del conector XI desde una tecla de telégrafo automático electrónico, afectan el sistema de control de voz, es decir, se puede realizar la operación semidúplex del transceptor. Los voltajes +15 V TX - O V RX se toman de los pines 1,3 del conector X1 y se alimentan a los nodos del transceptor. Estabilizadores +40 V y +15 V en la fuente de alimentación (Fig. 10) fabricados según esquemas conocidos y protegidos por corriente. El diagrama de conexión de los nodos transceptores se muestra en la fig. once. El marco está hecho de láminas de duraluminio de 5 mm de espesor, conectadas con tornillos M2,5 en el extremo. Los paneles delantero y trasero tienen unas dimensiones de 315X130 mm y están unidos entre sí por dos paredes laterales de 270X130 mm. Las paredes laterales se instalan a una distancia de 40 mm de los bordes de los paneles frontal y posterior, formando sótanos en los que se colocan placas de circuito impreso: a la izquierda, la placa de nodo A2, a la derecha, nodos A7, A5 (telégrafo electrónico llave). Entre las paredes laterales a una altura de 40 mm desde el borde inferior de los paneles frontal y trasero, se fija un subchasis de 225X150 mm. Las placas del oscilador local A2 y el modelador A4 están instaladas encima. Debajo, en el sótano, se encuentra el tablero principal A6, y entre las paredes laterales a una altura de 25 mm desde los bordes inferiores de los paneles frontal y posterior, hay un segundo subchasis de 225X80 mm de tamaño. Tiene un transformador de alimentación en la parte superior derecha, y en la parte inferior, en el sótano, una placa estabilizadora de +40 V y +15 V. Las figuras 12, 13 y 14 muestran las dimensiones de los paneles frontal, frontal y posterior del transceptor. . El conjunto del amplificador de potencia se encuentra en una caja blindada de 115x90x50 mm, que se adjunta, junto con el transistor de potencia de la etapa de salida, a la izquierda, arriba del segundo subchasis, al panel posterior del transceptor. En el panel trasero, hay un radiador con 29 nervaduras de 15 mm de altura para potentes transistores de etapa de salida y estabilizadores de voltaje. Las dimensiones del radiador son 315x90 mm. Figura 12. Panel frontal del transceptor Figura 13. Panel frontal del transceptor Figura 14. Panel trasero del transceptor Los tableros de los nodos A2, A4, A5, A6, A7 son removibles. Se conectan al mazo de cables mediante conectores del tipo GRPPZ-(46)24SHP-V. La placa del oscilador local suave está alojada en una caja blindada. El tablero principal A6 está hecho de fibra de vidrio de doble cara con un grosor de 1,5 ... 2 mm y unas dimensiones de 210X 137,5 mm. La capa de lámina en el lateral de las piezas no se elimina. Las conclusiones de las partes conectadas a la caja están soldadas a la lámina en ambos lados del tablero, formando una "tierra" común. Los orificios restantes en el lateral de las piezas están avellanados para evitar un cortocircuito con un cable común. La placa de circuito impreso del nodo A6 se muestra en la fig. quince Los filtros de cuarzo están fabricados en. Separe las cajas de latón blindadas y bien soldadas en los resonadores B1 de las estaciones de radio Granit. En la fig. 16, 17 muestra las placas de circuito impreso de los nodos A4 y A7 y la ubicación de los elementos en ellas. Condensador variable: seis secciones de la estación de radio R-123. Los circuitos del oscilador local están ubicados directamente en las secciones del capacitor separadas por particiones. Es posible utilizar condensadores variables de estaciones de radio R-108. En este caso, se toman dos condensadores y, utilizando el equipo existente, se conectan sincrónicamente entre sí, lo que le permite crear un GPA de ocho bandas. El transceptor utiliza resistencias fijas del tipo MLT-0,125 (MLT-0,25), resistencias de sintonización del tipo SP4-1. Relé - RES-55A (RS4.569.601), RES-10 (RS4.524.302), RES-49 (RS4.569.421-07). Resistencias variables tipo SPZ-12a. Condensadores tipo KM, KLS, K50-6. Los choques de alta frecuencia de 50 μH están enrollados en anillos de ferrita F-1000NN K7X4X2 y tienen 30 vueltas de PELSHO 0,16 cada uno, y los choques de 100 μH tienen alrededor de 50 vueltas. Los datos del circuito de filtro de paso de banda se dan en Tabla 2. El diámetro de todas las bobinas aquí es de 5 mm, el núcleo es SCR tipo SB12A. Tabla 2
В tabla 3 se dan datos de devanado de otros elementos. Tabla 3
Los contornos de los filtros de paso de banda se colocan en pantallas de aluminio con dimensiones de 20x20 mm y una altura de 25 mm. El transformador de fuente de alimentación con una potencia total de aproximadamente 70 W está enrollado en un circuito magnético de anillo de cinta OL50 / 80-40. El devanado primario está enrollado con cable PEV-2 0,41 y contiene 1600 vueltas. El devanado secundario está enrollado con cable PEV-2 1,5 y contiene 260 vueltas. El transistor KP905 en el nodo A6 se puede reemplazar por KP903A. Configuración del transceptor. Antes de instalar los elementos en los tableros, es necesario verificar su capacidad de servicio. Primero, cada placa se configura por separado. Para esto, se utilizan una fuente de alimentación separada y los dispositivos necesarios. Es aconsejable realizar el ajuste en la siguiente secuencia : Nodo A7. El colector del transistor VT1 está conectado a un cable común y la resistencia R7 se selecciona de modo que el voltaje residual en el colector del transistor VT6 no supere los +0,3 V. Las conexiones se restablecen. La selección de resistencias R8. R9 establece en el colector VT9 un voltaje cercano a cero, pero no más de +0,3 V. Los pines 1, 3 en el conector XI deben cargarse cuando se sintonizan resistencias con una resistencia de aproximadamente 30 ohmios y una potencia de disipación de al menos 5 vatios . Nodo A3. La configuración de los generadores de rango consiste en configurar la frecuencia de generación indicada en la tabla. 2, utilizando los condensadores C2, C3 y el número de vueltas de la inductancia L1 (la derivación de la bobina se toma de 1/4-1/5 de vueltas). El condensador C4 se selecciona para que sea mínimo, controlando la estabilidad de la generación. Al seleccionar C5, se establece la desafinación de frecuencia requerida. Finalmente, se realiza una cuidadosa compensación térmica del circuito mediante el condensador C3, compuesto por grupos con diferentes TKE. Durante la compensación térmica, la caja GPA se calienta hasta 35...40 °C. El voltaje de salida a través de la resistencia R6 debe ser 0,15...0,2 Veff. Nodo A4. El voltaje de RF en el drenaje del transistor VT3, suministrado al modulador, debe ser de aproximadamente 2 Veff. El voltaje LF en la salida del microcircuito DA1 debe ser de 1 ... 1,5 A, cuando se aplica voltaje a la entrada del micrófono desde un generador de sonido con una frecuencia de 1000 Hz y una amplitud de 3 ... 5 mV. El modulador se configura de la siguiente manera: primero, conectando un milivoltímetro de RF al emisor VT4, usando C26, el circuito L3C26VD1VD2 se sintoniza en resonancia a la señal máxima. Luego, la entrada del amplificador del micrófono se cortocircuita y, mediante el ajuste secuencial de las resistencias R18, R15, el modulador se equilibra para suprimir al máximo la frecuencia portadora con el voltaje de RF mínimo en el emisor VT4. La configuración del oscilador manipulado es establecer la frecuencia del oscilador de cristal ZQ2. Debe ser superior a la frecuencia del oscilador de referencia en 800...900 Hz (controlada por un frecuencímetro en los pines 5, 28 del conector XI). El valor de la tensión de salida en este punto debe ser de unos 0,3 V, .. tanto en modo telégrafo como telefónico (al pronunciar en voz alta "a...a"). A la salida del seguidor de emisor VT2, la tensión del oscilador de referencia debe ser de 1,5 ... 1,8 Veff. Nodo A6. La configuración de la placa comienza con el receptor ULF. Su sensibilidad debe ser de 5...10 mV a un volumen de salida normal. El detector VT8, VT9 se equilibra cuando se aplica el voltaje del oscilador local de referencia y la entrada se cortocircuita ajustando la resistencia R31 para minimizar el ruido en la salida IF. El ajuste de la IF no tiene particularidades y consiste en ajustar los circuitos a la frecuencia media del filtro de cuarzo (con el sistema AGC deshabilitado, el pin 11 del conector X1 está cortocircuitado a masa). A la salida del sistema AGC (pin 13 del conector XI), el voltaje constante debe alcanzar un valor positivo de aproximadamente +5 V cuando se aplica un voltaje de aproximadamente 75 ... 30 mV a su entrada (condensador C40) desde el generador de sonido El voltaje GPA suministrado al modulador balanceado (en el devanado L7) debe ser de 1,3 ... 1,5 Veff. Al transmitir, el voltaje de la señal SSB o CW en la fuente del transistor VT2 no debe exceder 0,3 Veff. Los voltajes constantes en los colectores de los transistores VT4 y VT7 tienen un valor de +9 V y +2,6 V, respectivamente. En este caso, el voltaje GPA debe aplicarse al mezclador. Cuando se aplica una señal de entrada al devanado L3 desde un generador de RF con un valor de aproximadamente 1 mV, los voltajes en los colectores de estos transistores disminuyen a +0,4 V y +0,3 V, respectivamente. El sistema AGC está encendido. Después de configurar la placa principal, su sensibilidad desde la entrada debe ser de 0,2 ... 0,3 μV. Se debe prestar especial atención a la alineación filtros de cuarzo con etapas IF. Al configurar filtros de cuarzo, se debe tener en cuenta que sus parámetros dependen en gran medida de las capacidades del circuito de medición conectado en paralelo con las entradas y salidas de los filtros. Por este motivo, se recomienda ajustar los filtros utilizando el circuito de medida que se muestra en la fig. 18. En este caso, las capacidades C12 en los filtros de ocho cristales y C4 en los de cuatro cristales deben desoldarse temporalmente.
Nodo A2. Los filtros de paso de banda se sintonizan según una técnica conocida, pero en este caso es necesario cargar sus entradas y salidas con resistencias de 75 ohmios. Un amplificador de banda ancha basado en los transistores VT2, VT3, VT4 se sintoniza primero para corriente continua. El voltaje constante en el colector VT3 es +15 ... 20 V, la corriente de reposo del transistor debe ser de aproximadamente 70 ... 80 mA. Luego, utilizando las resistencias R13, R24, se verifica y selecciona la irregularidad del voltaje de salida cuando se alimenta un filtro de paso de banda del GSS con una señal de 100 ... 150 mV en el rango de 1,8 ... 30 MHz. Al mismo tiempo, se conecta una capacitancia de aproximadamente 24 pF en paralelo a la resistencia R270 (se simula la capacitancia de entrada de KP904A). El voltaje de salida de RF debe ser de 5-7 Veff. Nodo A1. Se conecta a la salida de la cascada el equivalente a una antena de 75 Ohm con una potencia de al menos 30 W y se comprueba el valor de la potencia de salida. Los filtros de paso de banda se deben sintonizar previamente utilizando el método de sintonización "en frío". La corriente de "reposo" del transistor KP904A debe ser de aproximadamente 200 mA. Su ajuste se realiza mediante el potenciómetro R5. Después de un ajuste completo de los nodos individuales, se lleva a cabo una sintonización integral del transceptor en todos los modos de funcionamiento: "recepción", "transmisión", "tono". Literatura:
Autor: A. Pershin UA9CKV; Publicación: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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