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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Transistor UMZCH con mayor estabilidad térmica dinámica. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Amplificadores de potencia de transistores El artículo describe el UMZCH, que utiliza soluciones técnicas que mejoran la estabilidad térmica dinámica de la etapa de salida en transistores bipolares. En tal cascada, las distorsiones de conmutación se eliminan debido a la eliminación del corte de corriente en los transistores de alta potencia. En la segunda parte del artículo, se brindan recomendaciones para expandir el ancho de banda del amplificador desde abajo, lo que tiene un efecto beneficioso en la calidad de la reproducción del sonido. E. Aleshin presentó un UMZCH similar en la exposición Russian Hi-End 1998, donde compitió adecuadamente con los amplificadores de válvulas.
La principal fuente de liberación de calor en el UMZCH es la etapa de salida, y en el desarrollo de amplificadores de potencia de transistores siempre se ha prestado gran atención a su estabilización térmica. En los años 80-90, en UMZCH de alta calidad (por ejemplo, [1 - 3]), el circuito de etapa de salida, simplificado en la Fig. 1, fue el más utilizado. 2. Sus ventajas incluyen una estabilidad térmica satisfactoria (cuando los transistores VT4, VT5, VTXNUMX se colocan en un disipador de calor común), una alta frecuencia de corte del coeficiente de transferencia y baja resistencia de salida. Sin embargo, el corte de la corriente del brazo pasivo, así como la inestabilidad dinámica de la corriente de reposo de los transistores de salida debido a las fluctuaciones en la temperatura de las uniones de los transistores cuando cambia el nivel de la señal, contribuyen a un aumento en la conmutación. distorsiones Estas características empeoran la evaluación subjetiva y la fiabilidad de la reproducción del sonido. Acerca de la estabilización del modo dinámico Hace unos años, el inventor de Khabarovsk, E. Aleshin, propuso un método para estabilizar el modo operativo (corriente de reposo) de las cascadas de transistores [4,5, 6], lo que hizo posible reducir la inestabilidad dinámica de la temperatura en un orden de magnitud, eliminar el corte actual en la cascada de salida push-pull UMZCH y hacer que la redistribución de corriente sea más precisa (como en un amplificador "paralelo" [XNUMX]).
En la fig. 2 muestra un circuito simplificado de un amplificador con retroalimentación de corriente [2] (A1 es un seguidor push-pull), donde, a diferencia del prototipo, el punto de operación de la etapa de salida se estabiliza utilizando el nodo propuesto por E. Aleshin. El estabilizador de corriente de reposo se fabrica en los elementos VT3, VT4 y VD1, VD2. Cuando una corriente pasa a través de potentes transistores VT5, VT6 y elementos no lineales conectados en serie con ellos (diodos VD1, VD2), se forma una caída de voltaje en este último que, cuando se alcanza el umbral de apertura de los transistores VT3, VT4, provoca que aparezca su corriente de base y de colector, reduciendo la corriente de entrada de los transistores VT5, VT6. Como resultado, se limita la corriente a través de los transistores de la etapa de salida y, en consecuencia, la corriente a través de los diodos VD1, VD2 - sensores de corriente. Se logra estabilidad térmica estática (a largo plazo), como en el esquema de la Fig. 1, que proporciona contacto térmico de los transistores VT3, VT4 con diodos VD1, VD2. La estabilización dinámica es mucho mejor debido a la menor generación de calor en los diodos que en los potentes transistores, y el efecto se puede lograr si los cristales de estos diodos y transistores son comparables en volumen. En presencia de una señal, se obtiene una redistribución suave de la corriente a través de la carga y entre los diodos VD1 y VD2 debido al CVC logarítmico de los diodos. Además, la corriente a través de ellos nunca disminuye a cero, excepto por el corte de corriente de los transistores de salida. La corriente a través del hombro pasivo se puede aumentar significativamente al incluir una resistencia entre las bases de los transistores VT3, VT4 (es decir, paralelo a VD1, VD2). Al mismo tiempo, ni la temperatura de los transistores potentes ni la caída de voltaje en las resistencias (si las hay) en los circuitos base y emisor de estos transistores afectan la corriente de reposo y su distribución entre los brazos en presencia de una señal. Puede parecer difícil elegir diodos y transistores conectados en paralelo con ellos por una unión de emisor para proporcionar una condición de estabilización: Σ UBe = Σ UVd. De hecho, basta con encontrar los tipos de dispositivos adecuados, no se requiere la selección de copias. Además, existe una forma sencilla de ajustar el punto de funcionamiento, que se muestra más adelante en la descripción del UMZCH propuesto. Acerca de la distorsión térmica Aquí es apropiado hablar un poco sobre las distorsiones térmicas y los métodos para su eliminación al diseñar amplificadores de transistores. Las distorsiones térmicas son cambios que se producen en la señal cuando pasa por un circuito eléctrico o etapa amplificadora, debido al efecto térmico de la propia señal (corriente) sobre los parámetros sensibles a la temperatura de los elementos amplificadores. Un ejemplo de distorsión térmica en circuitos pasivos es la compresión de señal en cabezales dinámicos debido al calentamiento de las bobinas de voz (especialmente en cabezales de alta potencia y alta temperatura). En los dispositivos semiconductores, un aumento en la temperatura del cristal bajo la acción de una corriente de señal que fluye provoca un cambio en parámetros básicos tales como, por ejemplo, el voltaje directo de diodos (-2,2 mV/K), el voltaje base-emisor de bipolar transistores (-2,1 mV/K), coeficiente de transferencia de corriente estática de transistores bipolares (+0,5 %/K), etc. Los procesos térmicos tienen un carácter inercial, debido a la capacidad calorífica real del cristal y de la carcasa del dispositivo. Por lo tanto, los procesos electrotérmicos en los transistores no solo provocan cambios en los valores instantáneos de los parámetros, sino que también crean un efecto de "memoria" en los circuitos eléctricos y las etapas amplificadoras. La memoria térmica en cascadas amplificadoras se manifiesta como parámetros variables en el tiempo después de la exposición a una señal potente: desplazamiento del punto de operación de las cascadas, cambio en el coeficiente de transferencia (error multiplicativo no estacionario); desplazamiento de la componente constante de la señal (error aditivo no estacionario). Este último es similar a la manifestación de la absorción del dieléctrico de un capacitor en el circuito de trayectoria de la señal. Estos procesos crean distorsiones de señal lineales y no lineales que degradan la calidad del sonido reproducido [7]. Cabe señalar especialmente que la estabilización térmica convencional no puede mejorar significativamente la estabilidad térmica dinámica de las cascadas debido a la constante de tiempo mucho mayor de los procesos térmicos en el dispositivo en comparación con la constante de tiempo de los procesos térmicos dentro de un dispositivo semiconductor. Esto es parcialmente cierto incluso para los microcircuitos monolíticos. Obviamente, para eliminar los problemas asociados con la memoria térmica de los dispositivos semiconductores, es necesario utilizar soluciones de circuito que reduzcan las fluctuaciones de temperatura en los cristales del dispositivo o su efecto sobre los parámetros del amplificador. Tales soluciones pueden ser: - modo de funcionamiento isotérmico de un dispositivo semiconductor [8];
Descripción del esquema UMZCH El amplificador de potencia se fabrica de acuerdo con el diagrama del circuito (Fig. 3), correspondiente al diagrama de bloques que se muestra.
Principales características técnicas Tensión nominal de entrada, V...............1
Se instala un filtro de paso bajo R1C2 en la entrada para reducir la interferencia de RF en la entrada. El mismo circuito incluye un limitador de voltaje de entrada en los elementos R3, R4, C1, C3, VD1 -VD4 para proteger contra la sobrecarga de las etapas de entrada del amplificador. La señal de entrada del control de volumen (RG) a través del filtro de paso bajo va al seguidor "paralelo" VT1, VT2, VT4, VT5 (llamado en [10] seguidor de emisor pseudo-push-pull). Las resistencias R5, R6 se utilizan para equilibrar la corriente de entrada, es decir, para eliminar el componente constante de la corriente a través del RG, que se produce debido a la diferencia en los coeficientes de transferencia de corriente estática de los transistores bipolares de entrada y crea un voltaje de polarización en la entrada. El condensador C6 evita la autoexcitación de la etapa de entrada en las frecuencias de radio. El modo de funcionamiento estático del repetidor está estabilizado por la tensión de alimentación de los estabilizadores paramétricos R7VD5, R12VD6 y configurado por las resistencias R8-R11, R16, R17T8K, de modo que en reposo la diferencia de potencia térmica entre los transistores de cascada del repetidor es pequeña. El régimen térmico dinámico determinado por los elementos R13, R14, R24, R25 en combinación con el régimen estático se elige para minimizar las fluctuaciones de potencia en los transistores repetidores en presencia de una señal y la diferencia de potencias instantáneas de los transistores VT1 y VT4 (VT2 y VT5), obteniendo así la mínima diferencia de temperatura instantánea de sus cristales. Esto se hace para que las fluctuaciones de voltaje térmico de los transistores IBE de la primera y segunda etapa se resten y el voltaje de la señal a la salida del repetidor, y por lo tanto a la salida del amplificador, esté mínimamente sujeto a distorsiones térmicas, interpretadas como "memoria de voltaje de señal" (error aditivo no estacionario). El voltaje de la salida del amplificador a través del divisor R26R16 y R27R17 se alimenta a la salida del seguidor "paralelo": los emisores VT4, VT5, cambiando la corriente a través de ellos, es decir, se forma una corriente de error, proporcional a la desviación del voltaje de salida del amplificador, dividido por la ganancia UMZCH, de la entrada. La corriente de error de antifase a través del seguidor de corriente VT3 (VT6) se suministra al amplificador de corriente VT13 (VT14). Su salida se carga en las resistencias R39, R40 y la impedancia de entrada del seguidor de salida VT15, VT16, en el que se asigna voltaje (es decir, esta es una etapa de conversión de impedancia) y se alimenta a la carga (CA) a través del seguidor de salida. La resistencia R41 determina la corriente de reposo del amplificador de corriente de error (VT13, VT14) y se elige para excluir el cierre del brazo pasivo de esta etapa debido a la corriente que fluye a través de R39, R40. Estos últimos desplazan el primer polo hacia arriba en frecuencia en el bucle NF general. La corrección de frecuencia en el bucle OOS se realiza mediante condensadores SYU, C11, conectados entre la etapa de conversión de impedancia y la salida del seguidor "paralelo". Su inclusión mejora la respuesta transitoria del amplificador cuando se carga con una carga de baja impedancia, es decir, en altavoces [2]. La corrección de avance de fase la realizan los circuitos R28C7 y R29C8. La resistencia de ajuste R15 sirve para eliminar el desplazamiento en la salida de CC del UMZCH. La corriente del emisor de la etapa de salida fluye a través de sensores de corriente: diodos VD11-VD14. El voltaje de los diodos, que contiene información sobre el valor instantáneo de la corriente de paso de la etapa de salida, se alimenta a través del divisor R42R36R37R43 al amplificador diferencial VT11, VT12 y se convierte en corriente. Desde los colectores VT11, VT12, la corriente a través del espejo de corriente VT7, VT9 (VT8, VT10) se alimenta a la entrada del amplificador de corriente de error, reduciendo su corriente de entrada. Dado que el cambio en esta corriente está en fase en ambos brazos (a diferencia de la corriente de error del seguidor "paralelo"), conduce a un cambio en la corriente pasante del amplificador de error y, por lo tanto, la etapa de salida, pero no cambia. el voltaje de salida Por lo tanto, la corriente de reposo de la etapa de salida se estabiliza. El circuito R38C13 evita la excitación paramétrica de la unidad de estabilización y también, junto con R42, R43, realiza la corrección de frecuencia en el bucle OOS. La conexión de la unidad de estabilización es algo diferente del diagrama de la Fig. 2, pero esto no es importante, y en amplificadores de varias estructuras se puede implementar de diferentes maneras. En este caso, sin embargo, debe tenerse en cuenta que las fluctuaciones dinámicas de temperatura de los transistores de retroalimentación de estabilización (VT3, VT4 en la Fig. 2 y VT11, VT12 en la Fig. 3) también afectan la estabilidad térmica del punto de operación del etapa de salida, pero cámbielo en la dirección opuesta en comparación con los diodos: sensores de corriente. Los diodos VD7-VD10 son protectores, evitan la apertura del OOS de estabilización de la corriente de reposo durante los transitorios (por ejemplo, cuando se enciende la alimentación o un fuerte ruido de impulso), mientras se convierte en un POS con un aumento descontrolado en la corriente de paso en la etapa de salida. DiodeYu9 (VD10) también crea una caída de voltaje adicional a través del transistor de espejo de corriente VT7 (VT8), llevándolo a una sección más lineal de la característica. Construcción y detalles El amplificador es ensamblado por el autor en una placa de prueba universal. Los potentes transistores de la etapa de salida se instalan en un disipador de calor común con una resistencia térmica de no más de 2 K / W a través de espaciadores aislantes conductores de calor. Los diodos potentes, junto con los transistores VT11, VT12, se colocan en un disipador de calor separado conectado a un cable común, con una resistencia térmica de no más de 15 K / W. Es mejor instalar transistores en el reverso del disipador de calor de la placa, frente a los diodos con el voltaje directo más alto (si son de diferentes tipos, como en la Fig. 3), es decir, en este caso, VT11 está opuesto a VD12, y VT12 está enfrente de VD13. Los transistores VT13, VT14 se instalan en pequeños disipadores de calor con una resistencia térmica de 20...30 K/W. También se pueden colocar en un disipador de calor con diodos de etapa de salida, pero esto empeorará la estabilidad térmica estática de la corriente de reposo. En esta realización, la resistencia térmica del disipador de calor total no debe ser superior a 10 K/W. Resistencias fijas - película metálica, sintonización - multivuelta. Resistencias R8-R11, R16-R18, R23, R26, R27, R32, R35 - con una tolerancia de ±1%; se pueden seleccionar de los ordinarios con una tolerancia de ± 5% o la precisión más cercana a las clasificaciones indicadas de la serie E96. Las resistencias fijas restantes tienen una tolerancia de ±5%. Condensadores de óxido C14, C15: baja impedancia (baja ESR) utilizados en fuentes de alimentación conmutadas; no polar con el voltaje nominal especificado - película. Los condensadores C2, C10, C11 se utilizan preferentemente con dieléctrico de poliestireno o polipropileno, el resto son cerámicos para tensión de 25 o 50 V con dieléctrico X7R (o grupos NPO, COG para C6 C8). Los diodos Zener VD5, VD6 son de precisión, tienen una tolerancia de ± 1%, también puede usar otros con una tolerancia de ± 2% (por ejemplo, BZX55B) o seleccionar entre un rango de ± 5% (BZX55C). Diodos VD7-VD10: ultrarrápidos (ultrarrápidos) para una corriente promedio de 1 A, con un voltaje directo de 0,6 ... 0,7 V a una corriente de 0,1 A. Los diodos de la etapa de salida pueden ser cualquier diodo Schottky potente o ultrarrápidos para un promedio corriente de no menos de 10 A. Cualquier combinación de tipos y número de diodos en el brazo es aceptable; solo es importante que la caída de voltaje total para una corriente de reposo dada que fluye a través de ellos esté dentro de 0,7 ... 0,9 V. Por ejemplo, el diodo VD12 (VD13) puede reemplazarse por dos MBR1045 o MBR1035 conectados en serie. Es preferible utilizar diodos para corrientes de hasta 20 A o más, ya que tienen un volumen de cristal mayor y, por lo tanto, son capaces de proporcionar una mejor estabilidad térmica dinámica. Los transistores BC550C, BC560C en el repetidor "paralelo" pueden ser reemplazados por BC550B, BC560B o BC549, BC559 con índices de letras C o B, y en otras posiciones también por BC547, BC557 o BC546, BC556 con índices de letras C o B. Transistores VT11 , VT12: de baja potencia y alta frecuencia con baja capacitancia de unión, corriente continua de colector admisible de al menos 0,1 A y voltaje de colector-emisor de al menos 60 V. También son adecuados 2SA1540, 2SC3955 o BC546, BC556 con cualquier índice de letras, en este último caso, el margen de estabilidad de la unidad de estabilización disminuirá algo. Transistores VT13, VT14: potencia media de alta frecuencia, con una corriente continua de colector admisible de al menos 1 A y una tensión de colector-emisor de al menos 60 V; es preferible usar instancias con un valor grande de h2ia- Los transistores de salida pueden ser 2SA1302, 2SC3281, preferiblemente del grupo O (con un valor grande del parámetro h213). Es deseable seleccionar pares complementarios de transistores de todas las etapas de acuerdo con un valor cercano de h213. Los transistores del seguidor "paralelo" se utilizan mejor del mismo lote, lo mismo se aplica a los transistores de espejo actuales. A la hora de seleccionar radioelementos, uno puede guiarse por las recomendaciones establecidas en [3] (No. 1, pp. 18-20). La nutrición de UMZCH puede no estar estabilizada. La instalación de un cable común y una fuente de alimentación se lleva a cabo de acuerdo con reglas bien conocidas. Solo notamos que los elementos C1-C5, R2, VD3-VD6 y la pantalla del cable que conecta la entrada del amplificador al control de volumen están asignados a la "tierra" local de entrada.
Configuración y medición de parámetros Antes de encender por primera vez, los enlaces fusibles en los circuitos de alimentación se reemplazan con resistencias con una resistencia de 22 ... 33 ohmios y una potencia de 5 W, y los controles deslizantes de la resistencia de corte se colocan en la posición media (para la resistencia R37, en la posición de máxima resistencia). La carga está apagada, la entrada está cerrada. Aumentando lentamente el voltaje de suministro, controle el consumo de corriente en ambos circuitos de alimentación; no debe exceder los 0,15 A. Llevando el voltaje de los condensadores C14, C15 a +/-18 V, verifique los voltajes indicados en el diagrama: los diodos VD3, VD4 deben ser de 1,5 ... 1,7 V cada uno; en diodos zener VD5, VD6 - 7,4 ... 7,6 V cada uno El voltaje de salida debe estar dentro de ± 0,3 V, y las corrientes consumidas de las fuentes de alimentación deben ser las mismas. Al aumentar el voltaje de alimentación a +/-25 V (en C14, C15), se verifican nuevamente los voltajes y el consumo de corriente indicados. Al controlar el voltaje de salida con un osciloscopio, están convencidos de que el amplificador no se autoexcita. Luego configure el voltaje constante mínimo en la resistencia de ajuste de salida R15. Luego, configure la corriente de reposo de la etapa de salida con una resistencia de sintonización R37, si es necesario, seleccione R36. Al controlar el voltaje de salida con un milivoltímetro, la entrada se abre y la resistencia de corte R6 establece el mismo voltaje en la salida que antes de abrir. Luego, cerrando la entrada nuevamente, minimice el voltaje de polarización en la salida con la resistencia R15 con la mayor precisión posible. Habiendo abierto la entrada, nuevamente verifican el voltaje en la salida y, si es necesario, lo llevan a cero con la resistencia R6. En las señales de prueba, una sinusoide y un meandro con una frecuencia de 1 kHz, se verifica la ausencia de autoexcitación en varias amplitudes, hasta la limitación. Son posibles tres tipos de autoexcitación (por ejemplo, debido al uso de otros tipos de transistores). El primero, por regla general, está asociado con un cambio de fase excesivo en el bucle OOS común, que se elimina mediante un aumento en la capacitancia de los condensadores C10 y C11; en este caso, es necesario tener en cuenta la disminución correspondiente en la frecuencia del primer polo en el bucle CNF y la tasa máxima de aumento de voltaje en la salida. El segundo se debe a un cambio de fase en el bucle OOS de la unidad de estabilización de corriente de reposo; se reduce reduciendo la resistencia de la resistencia R38. El tercer tipo es la excitación paramétrica en la unidad de estabilización de corriente de reposo, que es claramente visible en la salida en ausencia de una señal (en este caso, una corriente de hasta varios amperios fluye a través de la etapa de salida si no hay resistencias limitadoras de corriente en los circuitos de potencia). Se elimina aumentando la resistencia R38. Como puede ver, los requisitos para esta resistencia son contradictorios, por lo tanto (si es necesario) para determinar la resistencia óptima, debe encontrar sus límites superior e inferior, en los que aún no se produce la autoexcitación, y calcular el valor óptimo como la media aritmética. Puede utilizar una resistencia de sintonización para este procedimiento si la suelda directamente a la placa, sin cables, para que las conexiones parásitas y las inductancias no distorsionen el resultado. La relación de los límites superior e inferior encontrados debe ser superior a 3 para proporcionar un margen suficiente de estabilidad. De lo contrario, será necesario reemplazar los transistores VT11, VT12 con otros tipos. Otra forma es aumentar la capacitancia del capacitor C13, pero esto no es deseable, ya que reduce la velocidad del nodo de estabilización de corriente en reposo. Ahora puede instalar enlaces fusibles y conectar una carga equivalente: una resistencia de 4 ohmios y 50 W. Verifique nuevamente la ausencia de autoexcitación en las señales de prueba. Por último, si es posible utilizar un analizador de espectro, la resistencia de corte R30 minimiza el nivel del segundo armónico cuando se aplica a la entrada una señal de prueba con una frecuencia de 1 kHz y una potencia de carga de 40 W. Si al mismo tiempo aparece una compensación de voltaje en la salida (en ausencia de una señal), entonces debe minimizarla nuevamente usando R15. En casos extremos, la sintonización armónica se puede omitir excluyendo las resistencias R30, R31 y configurando R26 de la misma clasificación que R27 Después de sintonizar, el amplificador tiene los siguientes parámetros. Con un voltaje de entrada de 1 V, la potencia de salida a una carga con una impedancia de 4 ohmios (con un cambio de fase de hasta 60 grados) es de 50 vatios. Velocidad de respuesta del voltaje de salida: no menos de 100 V/µs. El nivel de distorsión armónica en la banda de frecuencia 10 Hz ... 22 kHz con una potencia de salida de 40 W con una carga de 4 ohmios, no más del 0,02%, con una potencia de salida de 20 W con una carga de 8 ohmios, no más del 0,016%. El nivel de distorsión de intermodulación (frecuencias de 19 y 20 kHz en una relación de amplitud de 1:1) con una potencia de salida máxima de 40 W con una carga de 4 ohmios es del 0,01 %, con una potencia de salida máxima de 20 W con una carga de 8 ohmios - 0,008 %. El nivel de ruido, ponderado según la característica IEC-A, con una resistencia de fuente de señal de 0,13 y 26 kOhm es algo diferente, respectivamente -101, -89, -85 dB. Supresión de ondas de tensión de alimentación (más de +/-17 V) a una frecuencia de 100 Hz - al menos 70 dB. El primer polo en el bucle OOS común con una resistencia de carga de 4 ohmios tiene una frecuencia de 20 kHz. El margen de estabilidad del módulo OOS general con una resistencia de carga de al menos 2 ohmios es superior a 12 dB. Las figuras 4 y 5 muestran la distorsión armónica total (THD) y la distorsión armónica par (EVEN) e impar (ODD) frente a la potencia de salida a 1 kHz con una impedancia de carga de 4 y 8 ohmios, respectivamente, en la fig. 6 y 7: lo mismo, en la frecuencia a una potencia de salida de 40 W a una carga de 4 ohmios y 20 W a una carga de 8 ohmios.
Las medidas de no linealidad se llevaron a cabo con una resistencia de fuente de señal de 13 kΩ, por lo que los resultados de las medidas también tienen en cuenta la no linealidad de entrada (de hecho, es mucho menor que el total). La resistencia de la fuente de señal de 13 y 26 kOhm corresponde a la posición media del control deslizante de volumen con una resistencia nominal de 50 y 100 kOhm, respectivamente. Cuando la tensión de alimentación se enciende y apaga, el proceso transitorio en el UMZCH es insignificante, por lo que los altavoces se pueden conectar sin una unidad de retardo de encendido. En el diseño del autor con una fuente de alimentación no estabilizada, la amplitud de este proceso cuando se enciende no supera los ±40 mV durante unos 20 ms, y cuando se apaga, no supera los ±60 mV durante varios segundos. La supresión de la ondulación de la tensión de alimentación se puede aumentar reemplazando los estabilizadores paramétricos por unos integrados de bajo ruido [3] en LM317, LM337 y ajustando la tensión de estabilización a 7,5 ± 0,1 V. La corriente de reposo de la etapa de salida se elige algo sobreestimada para obtener una baja no linealidad estable y la ausencia de distorsiones de conmutación, así como para reducir las llamadas distorsiones de formato (FI). La esencia de FI radica en la no linealidad no monotónica de la característica de transferencia, es decir, en diferentes secciones de la característica, está descrita por diferentes funciones o la función tiene diferentes parámetros. Como resultado, la señal, desplazada a lo largo de la característica de transferencia por oscilaciones del componente de baja frecuencia, cambia su espectro de armónicos e intermodulación; cuando la amplitud de la señal cambia, la envolvente armónica no se corresponde con la envolvente de la señal, lo que se puede distinguir al oír como cambios en la estructura fina del sonido. Mediciones comparativas de la estabilidad térmica dinámica de la corriente de reposo de la etapa de salida, realizadas en el UMZCH descrito y un amplificador con una etapa según el esquema de la Fig. 1, ceteris paribus (modos y componentes) mostró su mejora de tres a cuatro veces. El mejor resultado, como se indicó anteriormente, se puede obtener utilizando más diodos de alta corriente. La estabilidad térmica dinámica se determinó comparando el valor instantáneo de la corriente de reposo antes y después de un impacto pulsado corto (hasta 1 s) en la etapa de salida por la corriente de carga. Acerca de la reducción del límite de ancho de banda El amplificador de potencia se puede utilizar sin un condensador de aislamiento en la entrada, obteniendo así un límite de ancho de banda desde cero hercios (otra idea de E. Alyoshin en relación con toda la ruta de audio). En este caso, para mejorar la estabilidad del cero en la salida, es recomendable utilizar el servocontrol - retroalimentación de CC. Un posible esquema de dicho dispositivo en un amplificador se muestra en la Fig. 8; esta es una variante de la implementación de una retroalimentación de corriente continua no lineal [11, 12] con una sección lineal cercana al cero de la característica de transferencia. La primera etapa del amplificador operacional DA1.1 amplifica el voltaje de la salida del UMZCH y lo limita simétricamente, y para amplitudes de señal pequeñas, la etapa es casi lineal. El segundo, en el amplificador operacional DA1.2, es un integrador, desde cuya salida la corriente a través de las resistencias R5, R6 se alimenta a los puntos de suma de las corrientes del OOS general del amplificador de potencia. Los transistores VT1, VT2 forman una tensión de alimentación estabilizada para el amplificador operacional (+/-6,8 V). Si se instalan estabilizadores integrados en el UMZCH (ver arriba), estos transistores se pueden eliminar suministrando energía al amplificador operacional desde los estabilizadores a través de resistencias (10 ohmios, 0,125 W).
Los amplificadores operacionales pueden ser cualquiera con transistores de efecto de campo en la entrada, voltaje de suministro de +/-6,5 V, proporcionando una corriente de salida de al menos 3 mA para DA1.1 y 30 mA para DA1.2. Transistores: cualquier potencia media, con h21E más de 60. Si están en el paquete TO-220, entonces no se necesita un disipador de calor, y si es más pequeño, se necesita un disipador de calor para cada uno, capaz de disipar efectivamente 0,6 W. Diodos Schottky: cualquier diodo de baja potencia con un voltaje directo mínimo (menos de 0,4 V a 2 mA), que tenga una capacitancia de unión de menos de 100 pF a un voltaje inverso de 1 V. El capacitor C1 es de película (tereftalato de polietileno), el resto son de cerámica con un dieléctrico X7R y un voltaje nominal de 25 V (o 50). La resistencia de sintonización puede ser cualquiera de tamaño pequeño, pero es más confiable usar una de varias vueltas. Configurar un nodo OOS no lineal a través de un FET, conectado a un UMZCH establecido, se reduce a establecer cero en la salida del amplificador cuando se aplica una señal de tono a su entrada, una sinusoide con una frecuencia de 1 kHz, con una amplitud de varios voltios menos que el voltaje límite de salida. Más precisamente, debe configurar el mismo voltaje que en ausencia de una señal (unos pocos milivoltios). Se debe conectar una carga (equivalente). El voltaje de salida se mide con un milivoltímetro de CC conectado a la salida a través de un filtro de paso bajo (R = 10 kOhm, C = 1 μF). La señal de prueba no debe contener más del 1% de armónicos pares. El proceso de sintonización puede acelerarse reduciendo temporalmente la capacitancia del capacitor C1 a 0,1 uF. De acuerdo con la información disponible, en particular de [13], dicho nodo puede mejorar la calidad del sonido de las grabaciones realizadas en equipos con un límite inferior de ancho de banda significativamente superior a 0,02 Hz. Aparentemente, esto ocurre debido al "corte" de los cambios de señal parásita relativamente lentos presentes en la grabación que ocurren en los circuitos de diferenciación (por ejemplo, un capacitor entre etapas) cuando una señal de pulso pasa a través de ellos, que es información de sonido (musical) en la ruta electrónica [12] - ver más abajo. Para hacer esto, la constante de integración en la cascada en el DA1.2 debe ser lo suficientemente pequeña, pero no tanto como para reducir notablemente el contenido de baja frecuencia en el sonido reproducido a bajo volumen. Para el esquema de la fig. 8, esto corresponde a una capacitancia C1 del orden de 0,1 µF. Los repetidores de este nodo deberían experimentar cambiando la constante de integración en diferentes niveles de volumen. La idea de "0 Hz", o más precisamente "casi 0 Hz", como el límite de frecuencia de la banda de la ruta de audio desde el micrófono hasta los altavoces, implica el rechazo de los circuitos de uso común que diferencian las señales de baja frecuencia e infra-baja frecuencia: condensadores e integradores entre etapas en el circuito OOS, que, por razones prácticas, tienen valores relativamente pequeños de la constante de tiempo. Como resultado del uso de tales filtros, se introducen distorsiones lineales en una señal no estacionaria (sonido, música), que tienen un impacto negativo en la percepción subjetiva del sonido reproducido. En la fig. La figura 9 muestra cómo cambia una señal simétrica no estacionaria al pasar por seis circuitos diferenciadores de primer orden (línea gruesa) que tienen una frecuencia de corte un orden de magnitud inferior a la frecuencia del primer periodo de oscilación de la señal. La sección exponencial del proceso transitorio se muestra con una línea discontinua. Las distorsiones surgen debido al cambio de fase principal creado por el filtro en la región LF, lo que conduce a la "borrosidad" del ataque de sonido [14]. Es decir, se distorsiona la envolvente de las vibraciones sonoras, por lo que la sensibilidad auditiva aumenta al disminuir la frecuencia, ya que en el análisis de la señal en el sistema auditivo en la región LF prevalecen los factores temporales. El cambio de fase entre los componentes armónicos del sonido también puede cambiar la percepción del timbre [15]. En este caso, la amplitud de la señal aumenta, lo que aumenta su rango dinámico en varios decibelios y, en consecuencia, reduce el rango dinámico del camino en el mismo valor, que es mayor cuanto mayor sea la frecuencia de corte del HPF en relación con la frecuencia de la señal. En el límite, el aumento de amplitud es de +6 dB en una onda cuadrada (en realidad siempre es menor) Otra consecuencia del cambio de fase avanzado afecta indirectamente a la calidad de la reproducción del sonido. Se encuentra en el hecho de que el cambio de fase y el cambio en la amplitud de los componentes LF y LF conducen a fluctuaciones en la línea central de la señal con respecto a cero. La línea de puntos en la fig. 9 muestra el "deslizamiento" de la línea media, que no estaba en la señal original.
Para comprender la conexión de este "deslizamiento" con el deterioro del sonido, es necesario tener en cuenta que la característica de transferencia de las etapas amplificadoras, especialmente el amplificador de potencia, no solo no es lineal, sino que, por regla general, tiene una no linealidad no monótona (es decir, tiene lugar FI). Esto significa que la señal, al ser "deslizante" a lo largo de la característica de transferencia, tiene un espectro cambiante de armónicos e intermodulación, es decir, la no linealidad con respecto a la señal se vuelve no estacionaria. Esta última circunstancia, según las observaciones del autor de la idea E. Alyoshin, degrada significativamente la calidad del sonido, impidiendo que la audición se adapte a la no linealidad del camino. Otra consecuencia negativa del "deslizamiento" de la señal se manifiesta en la conversión electroacústica. Cuando una señal de "deslizamiento" de este tipo es reproducida por un cabezal emisor de sonido, se produce un cambio en el espectro de sonido debido al efecto Doppler. Cuando se reproduce una señal de sonido real, esto provoca una modulación de frecuencia adicional (detonación) del sonido que, como es sabido, también empeora la calidad subjetiva de la reproducción del sonido. Literatura:1. Sukhov N. UMZCH alta fidelidad. - Radio, 1989, N° 6, pág. 55-57; nº 7, pág. 57-61.
Publicación: radioradar.net
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