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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Aplicación del ADC KR572PV5. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / diseñador radioaficionado Durante los últimos 10 años, se han publicado en la literatura de radioaficionados descripciones de varios instrumentos de medición digitales basados en el convertidor analógico a digital KR572PV5. En este artículo le presentaremos cómo funciona este ADC: su estructura y los procesos que ocurren en él. Sin duda, a los lectores les interesará información sobre opciones no estándar para encender el convertidor y algunas de las características de su aplicación. El propósito del ADC KR572PV5 es convertir el voltaje de una señal analógica a formato digital para la posterior visualización del nivel de la señal mediante un indicador digital. El dispositivo está diseñado para funcionar junto con un indicador digital de cristal líquido de cuatro dígitos. El chip KR572PV5 está fabricado con tecnología CMOS. El convertidor (Fig. 1) consta de partes analógicas y digitales. El analógico contiene interruptores electrónicos S1-S11, un amplificador operacional de búfer DA1 que funciona en modo repetidor, un integrador en el amplificador operacional DA2 y un comparador DA3. La parte digital incluye un generador G1, un dispositivo lógico DD1, un contador de pulsos DD2, un registro de memoria con un decodificador de salida DD3.
El convertidor utiliza el principio de doble integración, según el cual, al principio, el condensador de integración descargado Sint se carga durante un cierto tiempo con una corriente proporcional al voltaje medido, y luego se descarga con una cierta corriente a cero. El tiempo durante el cual se descarga el capacitor será proporcional al voltaje medido. Este tiempo se mide con un contador de pulsos; desde su salida, se envían señales al indicador. El voltaje medido Uin se suministra a la entrada del convertidor (pines 30 y 31) y al pin. 36 y 35 - Urev ejemplar El ciclo de medición (Fig. 2) consta de tres etapas: integración de la señal, es decir, carga del condensador integrador (ICC), descarga del condensador integrador (RIC) y corrección automática de cero (ACN). Cada etapa corresponde a una determinada conmutación de los elementos convertidores, realizada por los interruptores S1 - S11 en transistores de estructura MOS. En el diagrama fig. 1, las inscripciones en los interruptores indican la etapa durante la cual los "contactos" están cerrados. La duración de la etapa, ajustada con precisión por el contador DD2, es proporcional al período de la frecuencia de reloj fT.
Durante la etapa SIC, que dura 4000 períodos de reloj, la señal de entrada a través de los interruptores S1, S2 y el amplificador buffer DA1 se alimenta a la entrada del integrador DA2. Esto provoca una acumulación de carga en el condensador Synt, proporcional y de signo correspondiente al voltaje de entrada aplicado. El voltaje en la salida del integrador DA2 cambia a una velocidad constante proporcional a la señal de entrada. Supongamos que al comienzo de la etapa ZIK, la carga en los condensadores Sint y Sakn y el voltaje de polarización cero del amplificador operacional DA1 - DA3 son iguales a cero (Sakn es el condensador de almacenamiento de la unidad de corrección automática de cero) . Dado que la corriente de entrada del integrador DA2 es pequeña, el cambio de voltaje en el capacitor Sakn no ocurre y, en realidad, no tiene ningún efecto en el proceso de integración. El condensador Sobr permanece cargado de la fuente de voltaje de referencia a Urev del ciclo anterior. Al final de la etapa ZIK, el comparador DA3 determina el signo del voltaje de entrada por el signo del voltaje en la salida del integrador DA2. La sensibilidad del comparador DA3 es tal que determina correctamente la polaridad de la señal de entrada, incluso si la señal es significativamente menor que una unidad de lectura. Cuando el convertidor está operando en la etapa RIC, la señal de entrada al integrador DA2 no se recibe. Los interruptores S7, S8 o S6, S9 conectan el condensador Sobr cargado a la tensión de referencia a su entrada, y en tal polaridad (esta es la razón de la elección de uno u otro par de interruptores) en la que se descarga el condensador Sint.
La descarga dura hasta que el condensador del sintetizador se descarga por completo, es decir, el voltaje en la salida del amplificador operacional DA2 se vuelve cero. En este momento, el comparador de sintetizador DA3, conectado en paralelo con el condensador, se activa y completa la etapa RIC. La carga de los condensadores Sobr y Sakn permanece prácticamente sin cambios. El tiempo de descarga del condensador Sint, expresado en número de períodos de reloj, es el resultado de la medición registrado en el contador DD2. El estado del contador se reescribe en el registro DD3 y luego, después de decodificarlo en un código de siete elementos, las señales se envían al indicador. Cuando el signo del voltaje Uin es opuesto al mostrado en la Fig. 1, el elemento d1 del indicador HG1 indica un signo menos. En caso de sobrecarga, en la pantalla sólo permanecen el número 1 en el dígito más significativo y el signo menos (para tensión negativa). La etapa AKN comienza con la terminación del contador DD2, cuando el dispositivo lógico DD1 "cierra los contactos" de los interruptores S3, S4 y S11. El sistema de seguimiento resultante proporciona la carga de los condensadores Sint y Sakn a un voltaje que compensa el desplazamiento "cero" de los amplificadores operacionales DA1-DA3. Permanece sin cambios durante las próximas dos etapas de ZIK y RIK. Como resultado, el error reducido a la entrada debido al cambio de "cero" y su deriva de temperatura no supera los 10 μV. El funcionamiento de todos los componentes del convertidor está controlado por un generador de reloj incorporado. La frecuencia de repetición de sus pulsos está determinada por los elementos externos Rr y Cr. Para suprimir la interferencia de la red con valores de frecuencia que son múltiplos de 50 Hz, la frecuencia del reloj debe elegirse de modo que durante la integración, igual a 4000 períodos del generador de reloj Tt, se incluya un número entero Nc de períodos de la tensión de la red ( la duración del período de red es de 20 ms). Así, 4000TT = 20 Nc ms, donde Nc = 1, 2, 3, etc. Por tanto, fT = 1/Тт = = 200/Nc kHz, es decir, 200, 100, 67, 50, 40 kHz; Por lo general, no se utilizan valores más pequeños. Las clasificaciones de los circuitos que determinan la frecuencia del generador de reloj se calculan utilizando la fórmula Cg = 0,45/pie · Rg. Para aumentar la estabilidad de la frecuencia, se puede conectar un resonador de cuarzo entre los pines 39 y 40 (en este caso, los elementos Rr y Cr no son necesarios). Cuando el convertidor funciona desde un generador externo, se suministran pulsos de reloj al pin. 40; vyv. 38 y 39 quedan libres. Los límites de la tensión de entrada del dispositivo dependen de la tensión de referencia Urev y están determinados por la relación UBX max = ±1.999 Urev. Las lecturas actuales del indicador deberían expresarse como un número igual a 1000 UBX/Urev, pero en la práctica son inferiores en un 0,1...0,2%. El período de medición a una frecuencia de reloj de 50 kHz es de 320 ms. Es decir, el dispositivo realiza 3 mediciones por segundo. En la Fig. 3. El convertidor está diseñado para fuente de alimentación unipolar con un voltaje estable que oscila entre 7 y 10 V. El cable positivo de la fuente de alimentación está conectado al pin. 1, y el negativo - para fijar. 26. A una tensión de alimentación de 9 V±1% y una temperatura ambiente de 25±5°C, el consumo máximo de corriente no supera los 1,8 mA, mientras que el error de conversión no supera el dígito menos significativo. La resistencia de entrada está determinada únicamente por la fuga y supera significativamente los 100 MOhm. El convertidor está equipado con dos fuentes de alimentación integradas, una con un voltaje de 2,9 ± 0,5 V y la segunda con aproximadamente 5 V. El positivo del primero está conectado al pin. 1, y menos - del pin. 32 (este pin se considera el cable común de la parte analógica del convertidor). La segunda fuente tiene un signo más en el mismo pin. 1, y el menos está en el pin. 37. La primera fuente (de tres voltios) se utiliza para generar un voltaje de referencia mediante un divisor resistivo. El cambio en el voltaje de salida de esta fuente cuando el voltaje de suministro del microcircuito fluctúa dentro de 7,5... 10 V no supera el 0,05%; el coeficiente de temperatura del voltaje es positivo y no excede el 0,01%/°C. Estos parámetros del convertidor proporcionan una precisión muy alta de un multímetro construido sobre su base cuando se trabaja en condiciones de laboratorio (con fluctuaciones de temperatura del aire entre 15...25 ° C) y es bastante aceptable para muchas mediciones en un rango de temperatura más amplio. Al mismo tiempo, la resistencia de salida de la fuente es bastante alta: con una corriente de carga de 1 mA, el voltaje en su salida cae aproximadamente un 5%, con 3 mA, un 12%. Por lo tanto, la estabilidad de tensión especificada sólo es posible con carga constante. Si la carga está conectada al pin. 26 y 32, la corriente de carga no puede exceder los 10 μA. Esta propiedad de la fuente permite organizar una fuente de alimentación bipolar para el convertidor [1], en el que el cable común de los dos brazos de la fuente de alimentación deberá conectarse al pin. 32, cable del brazo negativo - al pin. 26, positivo - para fijar. 1; Límites de tensión de alimentación: 2x(3,5...5) V. La segunda fuente (cinco voltios) está diseñada para alimentar los circuitos de control de la pantalla de cristal líquido. La salida positiva de esta fuente es vyv. 1, negativo - pin. 37. La estabilidad de tensión de la fuente es peor que la de una de tres voltios, unas 10 veces. La capacidad de carga también es baja: con una corriente de carga de 1 mA, el voltaje de salida disminuye en 0,8 V, por lo que puede usarse casi exclusivamente para alimentar el microcircuito que controla la pantalla LCD. En la salida F, el convertidor produce una secuencia de pulsos cuadrados de onda cuadrada con una frecuencia 800 veces menor que la frecuencia del reloj (62,5 Hz a fT = 50 kHz). En las salidas conectadas a los elementos de los dígitos del indicador, la tensión tiene la misma amplitud, forma y frecuencia, pero está en fase con la tensión en la salida F para los elementos invisibles y en antifase para los visibles. El nivel bajo de estos pulsos corresponde a -5 V (pin 37) y el nivel alto corresponde a cero (pin 1). Para sintonizar el generador de reloj, es conveniente que la frecuencia de pulso en la salida F sea igual a la frecuencia de la red. El osciloscopio, en cuya pantalla se observan, está sincronizado con la red eléctrica y el generador de reloj está sintonizado a una frecuencia (cercana a los 40 kHz) en la que la imagen queda prácticamente inmóvil. Para controlar cuatro puntos decimales, se requieren cuatro puertas OR EXCLUSIVAS adicionales (DD1 en la Figura 3). Repite la fase de "meandro" para las comas no indicadas y la invierte para la que debe ser visible. Para indicar una coma en particular, basta con conectar la entrada de control de coma correspondiente al pin. 1 - punto común de fuentes de alimentación (el resto de entradas quedan libres). Cuando el chip DD1 esté encendido, esto significará aplicar un nivel alto a la entrada seleccionada. Como ya se indicó, el ADC en el microcircuito KR572PV5 mide la relación de los valores de voltaje en las entradas Uin y Urev. Por tanto, existen dos opciones principales para su uso. La opción tradicional es que el voltaje Urev sea constante, Uin cambie dentro de +2Urev (o de 0...2Urev) [1-5]. El cambio de voltaje en el capacitor Sint y en la salida del integrador DA2 (Fig. 1) para este caso se muestra en la Fig. 4, a.
En la segunda opción, el voltaje Uin permanece constante, pero Urev cambia. Esta opción se utilizó en [6] y se ilustra en la Fig. 4, b También es posible una versión mixta, cuando cuando cambia el valor medido, cambian tanto Uin como Urev (Fig. 3 en [7]). El voltaje en las entradas y salidas del amplificador operacional incluido en el convertidor no debe llevarlos más allá de los límites del modo de funcionamiento lineal. Normalmente, se indican límites de +2 V, es decir, el cambio de voltaje en relación con el cable común analógico cuando se utiliza la fuente de voltaje de referencia incorporada. Arroz. 4 muestra que el voltaje máximo en la salida del amplificador operacional DA2 está determinado por el voltaje máximo en la entrada Uin del convertidor. El signo del voltaje en la salida del integrador en relación con el pin. 30 es opuesto al signo de voltaje en el pin. 31, y el valor de Uint se puede calcular usando la fórmula: 1)Uint = 4000Uin/(Cint∙Rint∙fT). (1). El voltaje en esta fórmula se expresa en voltios, la capacitancia en microfaradios, la resistencia en kiloohmios y la frecuencia del reloj en kilohercios. Observemos de inmediato que para garantizar el modo de descarga normal del condensador Synt, el voltaje en él debe ser menor que el voltaje entre los pines. 1 y 32 con un margen de 0,2...0,3 V. Por lo tanto, no debe ser más de 2 V con una fuente de alimentación unipolar al microcircuito y 3...4 V (dependiendo de la tensión de alimentación) con una bipolar. uno. Para garantizar la máxima precisión de la medición, es deseable que uno de los valores extremos de voltaje en el condensador del sintetizador, que varía dentro de amplios límites, se acerque al máximo posible. Esto determina la elección correcta de los elementos integradores Sint y Rint: Sint ∙ Rint = 4000Uin/(Uint∙ft), (2), donde las dimensiones son las mismas que en (1). Valores de resistencia recomendados Rint = 40...470 kOhm, y para el voltaje máximo Uin debe seleccionar Rint más cerca del límite superior, para el mínimo, al límite inferior. La capacitancia del condensador Synth suele ser de 0,1...0,22 µF. Para aumentar la precisión de la medición, se recomienda conectar uno de los terminales de las fuentes de voltaje medida y de referencia al cable común analógico. Sin embargo, es de interés práctico conectar diferencialmente las entradas del convertidor a las fuentes correspondientes cuando ninguno de los pines de entrada está conectado a un cable común. En este caso, la tensión de modo común* en la entrada puede tomar cualquier valor desde cero hasta Upit. La señal de salida de un dispositivo electrónico ideal es independiente del voltaje de modo común en su entrada. Se dice que dicho dispositivo suprime por completo el voltaje de interferencia de modo común. En un dispositivo real, la supresión de voltaje de modo común no es completa y esto conduce a todo tipo de errores. Según el pasaporte, la supresión de voltaje de modo común en las entradas del convertidor KR572PV5 es de 100 dB, pero no se indican sus límites permisibles en los que el ADC aún mantiene la precisión especificada. Por lo tanto, los límites del voltaje en modo común de las entradas Uin y Urev se determinaron experimentalmente. El voltaje Urev se selecciona igual a 100 mV, Uin - 195 mV, frecuencia de reloj - 50 kHz, Synth - 0,22 μF, Rint - 47 kOhm. Para esta combinación de parámetros, la tensión Uint en la salida del integrador DA2 y en el condensador Sint al final de la etapa ZIK, calculada según la fórmula (1), es igual a 1,55 V. El experimento consistió en variar la tensión en modo común de una de las entradas mediante dos fuentes de alimentación estabilizadas y evaluar el error de medición de tensión mediante las lecturas del panel indicador. La tensión de modo común de la otra entrada y los valores de Uin y Urev permanecieron fijos mediante divisores resistivos. Luego se exploró la otra entrada de la misma manera. Durante el experimento, resultó que el voltaje de modo común de la entrada Urev se puede cambiar en todo el rango del voltaje de suministro, siempre que Urev < 2 V y manteniendo la polaridad especificada (Fig. 3). El voltaje en cada uno de los pines de entrada no debe exceder los límites del intervalo. Con la entrada Uin, la situación es más complicada. Hay dos casos a considerar aquí. Si la señal de entrada tiene la polaridad correspondiente a la fig. 1 y 3, el voltaje en el pin. 31 debe ser menor (negativo) que el pin 1, no menos de 0,6 V. Esto está determinado por el rango de operación lineal del amplificador operacional DA1 como seguidor. Al final de la etapa ZIK, el voltaje en la salida del integrador DA2 (pin 27) se vuelve Uint menor que el pin. 30. La relación de los niveles de tensión en los terminales se ilustra en el diagrama de la fig. 5a - línea gruesa en la parte inferior derecha.
A medida que el voltaje de entrada de modo común Uin se acerca al límite inferior del intervalo Uin, la no linealidad del funcionamiento del amplificador operacional DA2 comienza a afectar. Para los amplificadores operacionales basados en transistores CMOS, el rango de operación lineal del amplificador operacional está cerca del voltaje de suministro total, por lo que el voltaje en el pin. 30 deberían quedar más que en el pasador. 26, con el valor de Uint más un pequeño margen (aproximadamente 0,2 V): la segunda línea gruesa en la parte inferior izquierda de la figura. 5, a. Con la polaridad opuesta de la señal de entrada, el voltaje en la salida del integrador es Uint mayor que en el pin. 30 (Fig. 5,b), por lo tanto, es esto lo que determina el voltaje permitido en el pin. 30 cerca del límite superior del voltaje en el pin. 1. Se determinó experimentalmente que el margen tampoco debe ser inferior a 0,2 V, por lo tanto, para Uint = 1,55 V, la diferencia Uvyv.1 - Uvyv.30 debe exceder 1,75 V. Con el acercamiento del voltaje de entrada de modo común Uin al voltaje en el pin. 26 nuevamente el papel principal comienza a jugar el rango permitido de operación lineal del OS DA1. La diferencia mínima permitida Uvyv.31 - Uvyv.26 - alrededor de 1 V (Fig. 5,6). Así, las líneas gruesas muestran las posiciones extremas de la suma Uint + Uin en el eje de coordenadas de tensión tanto para una como para la otra polaridad Uin. De los resultados obtenidos, se deduce que para medir el voltaje de la señal, el componente de modo común del cual está lo más cerca posible del voltaje en el pin. 1, la fuente de señal debe conectarse en la polaridad que se muestra en la fig. 1 y 3. Si el componente de modo común está cerca del voltaje en el pin. 26, se debe invertir la polaridad de la conexión. Con una polaridad variable del voltaje medido, para obtener los límites más amplios posibles del voltaje de modo común permisible, es posible reducir el voltaje Uint en la salida del integrador, por ejemplo, a 0,5 V aumentando la capacitancia del capacitor Sint o la resistencia de la resistencia Rint de acuerdo con la fórmula (2). Cuando el voltaje en la entrada Uin no cambia de polaridad durante el funcionamiento del ADC, puede prescindir del condensador Sobr, pero será necesario aplicar el voltaje de referencia al pin. 32 y uno de los terminales para conectar este condensador. Está permitido aplicar el voltaje de referencia como un plus al pin. 33, y menos - para fijar. 32, pero luego se debe invertir la polaridad del voltaje de entrada. El indicador "resaltará" un signo menos (si, por supuesto, este elemento indicador está conectado). En los casos en que no sea deseable cambiar la polaridad del voltaje de conexión Uin, se puede aplicar el voltaje Urev - plus al pin. 32, menos - para fijar. 34. No aparecerá ningún signo menos en la pantalla, pero la fuente incorporada de tres voltios no será adecuada para generar un voltaje de referencia. Para reducir la influencia de la capacitancia de montaje parásita en la precisión de las mediciones, especialmente a valores altos de voltaje de modo común, se recomienda proporcionar un anillo conductor en la placa de circuito impreso, que cubra el lugar donde se montan los elementos sintéticos. Rint y Sakn. Este conductor está conectado al pin. 27 microcircuitos. Cuando se utiliza una placa de circuito impreso de doble cara, se debe dejar una almohadilla protectora de aluminio conectada al mismo pin en el reverso opuesto al conductor anular. 27. Circuito R7C6 en la Fig. 3 sirve para proteger la salida +Uin de la electricidad estática en los casos en que se pueda conectar a cualquier elemento fuera del cuerpo del dispositivo de medición, y la salida -Uin - al cable común. Si existe la posibilidad de conectar otras entradas ADC a circuitos externos, también están protegidas por circuitos similares (como se hace, por ejemplo, en un multímetro [3] para la entrada Uin). La resistencia de las resistencias protectoras de la entrada Urev debe reducirse a 51 kOhm; de lo contrario, el tiempo de estabilización de las lecturas del dispositivo será demasiado largo. Sobre la capacitancia de los condensadores Sobr y Sakn. En diversas publicaciones se recomiendan los siguientes valores: para una tensión de entrada máxima de 200 mV Sobr = 1 µF, Sakn = 0,47 µF; lo mismo para Uin = 2V - 0,1 y 0,047 µF. Si durante el funcionamiento el voltaje Urev (suministrado a los pines 35 y 36) es constante, entonces, para aumentar la precisión del ADC, la capacitancia Sobr se puede aumentar varias veces en relación con los valores especificados, y si puede cambiar (como, por ejemplo, en [2,6,7, XNUMX]), no es aconsejable aumentar significativamente la capacitancia, ya que esto aumentará el tiempo que tardan las lecturas en estabilizarse. La capacitancia del capacitor Sakn afecta significativamente el tiempo de establecimiento de las lecturas después de sobrecargar la entrada del convertidor. Por lo tanto, en todos los dispositivos mencionados (excepto los termómetros [4, 5], donde la sobrecarga es prácticamente imposible), es deseable cumplir con los valores de capacitancia recomendados anteriormente. El condensador integrador Synth debe tener un dieléctrico de baja absorción, por ejemplo K71-5, K72-9, K73-16, K73-17. Para reducir el tiempo necesario para establecer lecturas en los casos en que el voltaje en los condensadores Sobr y Sakn pueda cambiar, es recomendable utilizar los mismos condensadores para ellos. Si el voltaje entre ellos no cambia, está permitido utilizar condensadores cerámicos, por ejemplo KM-6. Dado que el principio de doble integración es inherentemente insensible a los cambios en la frecuencia del reloj o la tasa de integración (dentro de límites razonables), no existen requisitos especiales para la estabilidad de la resistencia Rint y los elementos de ajuste de frecuencia del generador ADC. Las resistencias del divisor que determina el voltaje Uobr deben, por supuesto, ser estables. Ahora me gustaría comentar brevemente y aclarar la elección de algunos elementos publicados en la revista de instrumentos de medición digital en el ADC KR572PV5, publicado en la revista "Radio". Multímetro [2]. La capacitancia del capacitor integrador C3 (Fig. 1) o la resistencia del resistor integrador R35 se pueden duplicar, lo que eliminará la necesidad de seleccionar el resistor R35. Esto también le permitirá configurar la frecuencia del reloj (50 kHz) una vez durante la configuración, mientras monitorea la frecuencia de la señal en la salida F (62,5 Hz). El condensador de almacenamiento C2 (Collect) se puede utilizar cerámico KM-6. Todo lo anterior se aplica al multímetro [3]. Medidor de capacitancia [7]. Es mejor reducir la capacitancia del condensador integrador C11 (Fig. 1) a 0,1 μF y aumentar C14 (Sakn) a 0,22 μF. Para reducir el tiempo necesario para establecer las lecturas, es recomendable elegir condensadores C10 (Sobr) y C14 con buen dieléctrico. Dado que el signo del voltaje en la entrada Uin del ADC no cambia, se puede eliminar el condensador C10. Para hacer esto, el terminal superior del capacitor C9 en el diagrama debe cambiarse al pin. 33 microcircuitos DD5 (se puede hacer sin desconectar del pin 36) y cambiar los conductores a pin. 30 y 31. Medidor RCL [1]. Es recomendable aumentar la capacidad del condensador de almacenamiento C19 (Fig. 2) a 1 µF, pero se puede eliminar conectando el terminal inferior de la resistencia R21 en el diagrama y el pin. 35 chips DD10 con su pin. 32, motor de resistencia recortadora - con pasador. 33 y, habiendo intercambiado los conductores entre sí, fijar. 30 y 31; La resistencia R22 también está excluida. Y para concluir, unas palabras sobre la posibilidad de combinar estructuras. El atractivo de esta combinación es que no será necesario comprar un microcircuito ni un indicador costosos para cada dispositivo, ni montar un conjunto que requiera mucha mano de obra. Notemos de inmediato que todos los medidores, excepto [1, 3], son insensibles a la frecuencia del reloj, a menos que, por supuesto, se seleccione de la serie recomendada con el correspondiente recálculo de los valores nominales de los elementos. Para cambiar de una frecuencia de 50 a 40 kHz, es suficiente aumentar la resistencia de la resistencia integradora Rint en un 20%, para una frecuencia de 100 kHz, reducir a la mitad la capacitancia de los condensadores Sint, Sobr, Sakn. Manteniendo los valores de los elementos del medidor RCL [1] y la frecuencia de su generador de reloj de 40 kHz, se puede combinar con él cualquier otro dispositivo, excepto el medidor de capacitancia [7]. Por el contrario, con el medidor [7] con la aclaración anterior para Sint y Sakn y una frecuencia de reloj de 100 kHz, está permitido combinar cualquier otro diseño excepto [1]. En ausencia de un ADC KR572PV5 o un indicador de cristal líquido IZhTs5-4/8, los medidores descritos aquí se pueden ensamblar utilizando KR572PV2 e indicadores digitales LED con un ánodo común, como, por ejemplo, se hizo en [8,9] . Todas las recomendaciones del artículo que estás leyendo ahora también son aplicables a dispositivos basados en el ADC KR572PV2. Tenga en cuenta que el multímetro [8, 9] utiliza una fuente de alimentación de convertidor simétrico, por lo que la elección del valor Sint = 0,1 μF está bastante justificada. En dispositivos basados en el ADC KR572PV2, se debe utilizar una fuente separada de 4 ... 5 V para una corriente de aproximadamente 100 mA para alimentar los indicadores LED. Su terminal negativo está conectado al pin. 21 microcircuitos (cable común digital), que no tiene que estar conectado a un cable analógico común. Tenga en cuenta que cuando se usan indicadores LED, su corriente total que fluye a través de los circuitos internos del convertidor depende del número que se muestra. Por lo tanto, durante el proceso de medición, la temperatura del cristal del microcircuito cambia, lo que cambia significativamente el voltaje de la fuente de tres voltios y reduce la precisión de las lecturas. Es por eso que se usa una fuente ejemplar separada en el multímetro [8, 9]. La opción de conectar indicadores luminiscentes de vacío al ADC KR572PV2A se describe en [4]. Literatura
Autor: S. Biryukov, Moscú
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