Osciladores de cuarzo basados ​​en armónicos. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.

Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / diseñador radioaficionado

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Utilizando los circuitos de los osciladores de cuarzo (CG) sin bucle del autor [1, 2], es posible obtener generación no solo en el primer armónico (fundamental) del cuarzo, sino también en su tercer armónico. Es interesante observar que en estos circuitos, tanto el cuarzo especialmente diseñado para generar armónicos (el llamado armónico) como los ordinarios operan en el tercer armónico.

Sin embargo, los circuitos anteriores están lejos de agotar el diseño de circuito de los osciladores de cuarzo armónicos sin bucle. En la figura 1 se muestra otro circuito de la familia de tales osciladores en un transistor bipolar. 1. Un CG de este tipo es más sencillo que los esquemas de [2, XNUMX].

A primera vista, este circuito es similar al conocido circuito capacitivo de "tres puntos", pero se diferencia del circuito "clásico". El generador carece de uno de los condensadores de retroalimentación (entre la base y el emisor del transistor) en comparación con el circuito KG “clásico”.

Además de reducir el número de elementos, el circuito tiene otras ventajas: el CG “clásico” genera exclusivamente en el primer armónico del cuarzo. En numerosos experimentos el autor nunca pudo obtener generación en el tercer armónico (mecánico). El circuito que se muestra en la Fig. 1, con una capacitancia C3 bastante pequeña (generalmente varias decenas de picofaradios), comienza fácilmente en el tercer armónico del cuarzo. Al mismo tiempo, a medida que aumenta la capacitancia C3, el nivel de voltaje de alta frecuencia de salida del CG disminuye gradualmente (la frecuencia de las oscilaciones generadas también disminuye ligeramente en decenas a cientos de hercios). Con un aumento adicional de C3, el generador transiciones a la región de oscilaciones de doble frecuencia, y luego las oscilaciones generadas "saltan" al primer armónico de frecuencia. La amplitud de las oscilaciones generadas vuelve a aumentar.

La figura. 1

Con un aumento aún mayor de C3, se produce una disminución gradual en la amplitud de las oscilaciones, acompañada de una ligera disminución en la frecuencia, y finalmente, con una capacitancia de C3 suficientemente grande (por ejemplo, varios nanofaradios para cuarzo a una frecuencia de 27 MHz), las oscilaciones del CG se ven perturbadas. La imagen de los fenómenos que ocurren en el CG a medida que aumenta la capacitancia C3 se muestra en la Fig. 2.

La figura. 2

La amplitud del voltaje de salida del CG cuando se genera en el primer armónico (para el cuarzo "armónico") resulta ser mayor que cuando se genera en el tercer armónico (para el mismo cuarzo). Así, en la Fig. La Figura 2 presenta el caso más general en el que el cuarzo puede generar generación tanto en el primer como en el tercer armónico mecánico.

A veces (muy raramente) hay cuarzos que se generan sólo en el primer armónico. En este caso, en la Fig. 2, sólo queda un pico (el derecho), y el pico izquierdo y la región de oscilaciones de dos frecuencias desaparecen. Para observar “saltos” en la frecuencia del CG cuando cambia la capacitancia C3, es necesario conectar un osciloscopio de RF y un frecuencímetro al CG a través de buenas etapas de buffer (con una resistencia de entrada de más de 10 kOhm y una capacitancia de entrada de no más que unos pocos picofaradios).

Como C3, se utiliza un KPI (12...495 pF), que se incluye en el circuito CG directamente o mediante pequeños condensadores (varias decenas de picofaradios). La conexión del KPI a la placa KG se realiza con cables gruesos no aislados de la mínima longitud posible.

Sin embargo, desde el punto de vista del uso práctico, el diagrama presentado en la Fig. 3. En este caso, los requisitos para la etapa intermedia se reducen significativamente. Sin embargo, incluso cuando se opera un circuito CG de este tipo como parte de un receptor o transceptor, sigue siendo deseable una etapa intermedia (al menos la más simple). También es necesario estabilizar el suministro de energía de los circuitos CG anteriores. Se debe prestar especial atención a los valores de resistencia en los circuitos (Fig. 1 y 3): no se pueden cambiar dentro de amplios límites. Así, para el esquema CG según la Fig. 1 con una tensión de alimentación de 9...12 V se debe cumplir la siguiente condición:

R1=R2=20*R3;

R3 = 470...2000 ohmios (1)

KG según la fig. 3 a la misma tensión de alimentación requiere las siguientes condiciones:

R1 \u2d R20 \u4d 3 * R4 (en RXNUMX "RXNUMX);

R4 = 470.. 2000 ohmios, (2)

o

R1 = 20*R4;

R2 = 10*R4 (con R3 ~= R4);

R4 = 470...2000 ohmios;

R3 <= 1000 ohmios. (3)

Sólo si se cumplen las condiciones (1), (2) o (3) los circuitos del CG se comportarán como se describe anteriormente.

La selección de los valores de las resistencias de polarización se realiza siguiendo las recomendaciones de [3]. La resistencia de salida del CG (Fig. 3) es casi igual a R3.

La figura. 3

Las cascadas de búfer para dichos CG se pueden utilizar del mismo modo que en [2]. Sin embargo, siempre se debe recordar que la etapa buffer puede diferenciar (y en algunos casos integrar) la señal de entrada, lo que conduce a una distorsión de la forma de onda en el caso de señales sinusoidales.

Los esquemas CG anteriores pueden recomendarse para un uso generalizado en diseños de radioaficionados. Particularmente exitoso, en opinión del autor, es el diagrama de la Fig. 3, con una salida de RF de 50 ohmios (con clasificaciones R1=R2=10 kOhm, R3=51 Ohm).

Estos circuitos CG son, según la clasificación [5], “de dos puntos”, capaces de funcionar tanto en el primer como en el tercer armónico del cuarzo. Por ejemplo, el cuarzo RK-169 en el circuito que se muestra en la Fig. 3 (R3=51 Ohm) generado con una frecuencia de 27411 kHz en C3=51 pF, y con una frecuencia de 9142,42 kHz en C3=330 pF, mientras que en el cuerpo de cuarzo se indicó la frecuencia de 27,41 MHz.

Ahora veamos los generadores diseñados por el autor basándose en el prototipo: el generador Pierce, que es un generador con acoplamiento capacitivo a través de los condensadores C2 y C4 (Fig. 4).

La figura. 4

Un resonador de cuarzo, cuando funciona en un oscilador de Pierce, tiene una reactancia inductiva, por lo que dicho oscilador opera en el rango de frecuencia ubicado entre la frecuencia de la serie fs y la resonancia de cuarzo paralela fp. Según [4], el cuarzo en este generador genera a una frecuencia cercana a fp, pero en [6] se observa que la frecuencia de generación está más cerca de fs que de fp. En este sentido, dividir dichos CG en generadores de resonancia en serie y en paralelo no es del todo exitoso debido a la dependencia de la frecuencia generada de los valores de reactividad incluidos en el circuito (por ejemplo, en la Fig. 5 estos son C2 y C4).

La figura. 5

En la Fig. 4, las resistencias R1 y R2 forman un divisor de voltaje para crear el voltaje de polarización requerido para la base del transistor VT1. Para obtener estabilidad a alta temperatura del punto de funcionamiento, se utiliza el circuito DC OOS R3-C3.

Los condensadores C1 y C3 son condensadores de bloqueo; si tienen suficiente capacitancia, no afectan la frecuencia del CG. Al mismo tiempo, los condensadores C2 y C4 participan directamente en la generación de oscilaciones y la frecuencia depende de su capacitancia. La resistencia de reactancia (inductiva) del inductor L1 es muy alta (mucho mayor que la reactancia de los condensadores C2, C4 y el cuarzo ZQ1), por lo que el papel del inductor L1 en el circuito Pierce CG se reduce únicamente a la separación de las corrientes continua y HF. . Por esta razón, L1 puede ser reemplazada por alguna otra fuente de corriente (incluso una resistencia). Cabe señalar especialmente que el uso de tales inductores (especialmente con un valor alto del factor de calidad Q) en algunos casos puede conducir a que el generador no se excite en absoluto a frecuencias de cuarzo. La introducción del acelerador reduce la fiabilidad del CG, por lo que, si es posible, es mejor abandonarlo.

El diagrama de funcionamiento del CG se muestra en la Fig. 5. Eligiendo capacidades de los condensadores C2=C3 suficientemente pequeñas, obtenemos generación en el tercer armónico del cuarzo. A medida que estas capacidades aumentan, la imagen que se muestra en la Fig. 2 comienza a repetirse. XNUMX, y para valores suficientemente grandes de estas capacitancias obtenemos generación en el primer armónico del cuarzo.

Los transistores VT2 y VT3 se utilizan como cascada de búfer, que consta de seguidores de emisores conectados uno tras otro. Las resistencias R3 y R7 son antiparasitarias y sirven para aumentar la estabilidad de la cascada tampón. Si aceptamos que C2 = C3, entonces cuando el CG opera en el tercer armónico, estas capacitancias se pueden determinar a partir de la expresión

C2 \u3d CXNUMX \uXNUMXd L, (pF)

donde L es la longitud de onda del tercer armónico, m.

Para un funcionamiento fiable en el primer armónico, estas capacitancias deben elegirse 3, o mejor aún, 5 veces mayores.

En la Fig. La Figura 6 muestra un diagrama de un accesorio de RF a un voltímetro con una alta impedancia de entrada, con la ayuda del cual se determinó el voltaje de RF en el colector VT1 mediante un gráfico de calibración (Fig. 5). El decodificador está conectado a un voltímetro de alta resistencia (RBX>1 MOhm) en el modo de medición de voltaje CC.

La figura. 6

Los datos obtenidos para uno de los armónicos de cuarzo (46,516 MHz) se presentan en la Tabla 1. Como se puede ver en la tabla, para cuarzo a una frecuencia de aproximadamente 50 MHz, las capacitancias que tienen la placa de circuito y el propio transistor son suficientes. Para el cuarzo a 27 MHz, no se observa generación en el tercer armónico en ausencia de C2 y C3.

Los transistores bipolares (BT) utilizados para construir osciladores de cuarzo (CG) se caracterizan por capacidades bastante grandes entre los electrodos (Sbe, CKg, Ske), inherentes al propio transistor. Los llamaremos capacidades internas del transistor. Debido a las importantes capacidades internas del BT, el funcionamiento del CG en estos transistores está determinado no solo por las capacidades de los condensadores, sino también por las capacidades internas del BT. Los transistores de efecto de campo (FET) de microondas con una o dos puertas aisladas tienen capacitancias internas muy pequeñas, que son un orden de magnitud (o incluso más) más pequeñas que las capacitancias internas de los BT de RF. Por tanto, el funcionamiento del CG en un microondas DC estará determinado principalmente únicamente por las capacidades de los condensadores, así como por las capacidades parásitas de la instalación.

El circuito CG propuesto en el PT (Fig. 7) se basa en un seguidor de fuente. Dado que los PT de microondas con dos puertas aisladas son actualmente los más utilizados, y para comparar el funcionamiento del CG en transistores bipolares y de efecto de campo, se necesita un PT de puerta única, dicho PT se obtiene a partir de uno de doble puerta conectando sus puertas juntas. Teniendo en cuenta que los PT de microondas usados ​​funcionan en el rango de frecuencia de hasta varios gigahercios, son muy propensos a la autoexcitación (las pistas impresas en la placa "funcionan" como una especie de circuito de microondas).

La figura. 7

Para eliminar la autoexcitación, el autor utilizó resistencias SMD antiparasitarias de baja resistencia, cuyo valor se seleccionó experimentalmente (en la Fig. 7 son R3 y R4). Dichas resistencias SMD están soldadas a los pines PT, acortadas a la longitud mínima posible para la instalación. Para eliminar el cambio en la frecuencia del CG durante las mediciones, se le conecta una cascada buffer de seguidores de fuente y emisor conectados en serie. El diagrama completo del CG estudiado en un DC de microondas se muestra en la Fig. 8. Esta cascada de buffer tiene propiedades significativamente mejores que la cascada de buffer del HF BT (Fig. 5).

Arroz. 8 (clic para agrandar)

A primera vista, los circuitos CG en BT y PT son iguales en principio de funcionamiento (ambos circuitos están hechos sobre la base de seguidores de voltaje de banda ancha), pero los experimentos han demostrado que se comportan de manera diferente. En el CG del BT (Fig. 1), con una cierta (pequeña) capacitancia del capacitor en el circuito emisor del transistor, la generación ocurre en el tercer armónico. A medida que aumenta la capacitancia del capacitor, la generación todavía ocurre en el mismo armónico de cuarzo. Y sólo con un aumento adicional en la capacitancia del condensador especificado el generador se mueve a la región de oscilaciones complejas. La zona de oscilaciones complejas generalmente se observa en un rango bastante estrecho de cambios en la capacitancia del capacitor (fracciones ... unidades de picofaradios). En la misma región hay un pico (máximo) del voltaje de salida. Un aumento adicional de la capacitancia del condensador conduce a la generación de cuarzo en el primer armónico mecánico.

En un CG en un PT de microondas, cuando se utiliza cuarzo de frecuencia suficientemente baja (por ejemplo, con el primer armónico mecánico de aproximadamente 9 MHz), el cambio de estados descrito anteriormente no se observa en absoluto, lo que puede, en una primera aproximación, explicarse por las muy pequeñas capacitancias internas del PT.

Para probar esta suposición se utiliza un condensador incluido especialmente (6,8 pF), indicado en la Fig. 7 y 8 como Szi, la capacitancia del transistor correspondiente se aumentó artificialmente, lo que hace que el funcionamiento del CG en BT y PT sea comparable. Los datos para el CG en CC (frecuencia y voltaje de salida) sin capacitor se presentan en la Tabla 2. En mesa La Figura 3 muestra datos para el caso en el que se instaló un condensador adicional con una capacidad de 6,8 pF. En este caso se utilizó el mismo cuarzo (27668 kHz), así como resistencias R1=R2=20 kOhm. Después de instalar el condensador adicional Szi, el CG en cuestión comenzó a comportarse de manera similar al CG del BT.

Si el CG del PT funciona con cuarzo de alta frecuencia (por ejemplo, cuarzo con el primer armónico mecánico de aproximadamente 15 MHz), entonces la capacidad interna del propio PT (Szi) ya es suficiente para el funcionamiento normal del CG. . Los datos para CG con cuarzo de alta frecuencia se presentan en la tabla. 4 (a 46,516 MHz). En este caso, R1=R2=20 kOhm.

Dependencia de la frecuencia y el voltaje de salida del valor de C3 de la tabla. 2 y 3 se presentan gráficamente en la Fig. 9 y 10, y de la tabla. 4 - en la figura. once.

La figura. 9

La figura. 10

La figura. 11

Notas:

1 En C3=20 pf hay una zona de oscilaciones de dos frecuencias.

2 Si R1=R2=1 MΩ, la generación ocurre solo a una frecuencia de 15,52 MHz

Los transistores de la etapa generadora y buffer de todos los circuitos CG considerados operan a niveles significativos de señales de RF y, por lo tanto, introducen distorsiones no lineales significativas. A la salida del CG, los armónicos eléctricos de la señal también están presentes en un nivel significativo. La frecuencia de estos armónicos es un número entero de veces mayor que la frecuencia fundamental (es decir, el primer armónico). Cuando el cuarzo funciona, por ejemplo, a una frecuencia de 9 MHz, en la salida del CG también estarán presentes frecuencias de 18, 27, 36, 45 MHz, etc. Sin embargo, por regla general, estos armónicos superiores son de un orden de magnitud o más débiles que el primer armónico. Los armónicos mecánicos del cuarzo no son exactamente un número entero de veces mayores entre sí. Por lo tanto, el primer y tercer armónico mecánico del cuarzo diferirán en frecuencia en un factor no igual a tres.

Utilizando esta característica de los armónicos mecánicos del cuarzo, es posible distinguir entre los armónicos mecánicos reales y los armónicos eléctricos. Por ejemplo, utilizando los datos de la Tabla 1, obtenemos la relación de frecuencia

f3/f1 = (46518,46+46518,15)*2/(2*(15516,82+15513,54))=46518,3/15515,18=2,998 (4)

La frecuencia de los resonadores sobre armónicos mecánicos está determinada, según [9], por la expresión

fn = n(1 -Yn)*f1, (5)

donde fn es la frecuencia del enésimo armónico mecánico del cuarzo, n es el número del armónico correspondiente (en este caso un número entero impar), f1 es la frecuencia del primer armónico mecánico del cuarzo, Yn es un factor de corrección que depende del número armónico. Por ejemplo, Y3=0,001 [9] Así, la expresión (5) para el tercer armónico mecánico toma la forma:

f3=3*(1-0,001)*f1, (6)

¿de dónde

f3/f1 = 3*(1 -0,001) = 2,997 (7)

Dado que los valores numéricos de las expresiones (4) y (7) prácticamente coinciden, podemos decir que la generación en el generador es posible tanto en el primer como en el tercer armónico mecánico del cuarzo.

La región de oscilaciones complejas (Fig. 2) existe en todos los circuitos del CG discutidos anteriormente y se puede detectar conectando un osciloscopio a la salida del CG. En la pantalla se observa una imagen compleja, lejos de una sinusoide ordinaria. En la zona de oscilaciones complejas coexisten oscilaciones del primer y tercer armónico mecánico. Un aumento en la capacitancia del capacitor correspondiente (C3) conduce a una disminución en la amplitud del tercer armónico y un aumento en la amplitud del primero. .

En todos los CG considerados, cuando se genera en el primer armónico mecánico, el voltaje de salida resulta ser ligeramente mayor que cuando se genera en el tercero. Las oscilaciones con la frecuencia del primer armónico mecánico son siempre "más fuertes" que las oscilaciones con la frecuencia del tercero, por lo tanto, el voltaje de salida del CG aumenta en la región de las oscilaciones de dos frecuencias con un aumento en la capacitancia del "control". ”condensador (C3). Aumentar la capacitancia del condensador de "control" fuera de la zona de oscilaciones de dos frecuencias conduce, por el contrario, a una disminución en el voltaje de salida del generador.

Las diferencias observadas en el funcionamiento del CG en BT y PT, así como el funcionamiento anómalo del CG en PT en el caso de utilizar cuarzo de frecuencia suficientemente baja, se deben a la diferencia en los valores de Sbe. para BT y Szi para PT (Sbe"Szi). Si comparamos Sbe y Szi conectando una capacitancia adicional Sdop (Sdop ~= Szi) entre la puerta y la fuente del PT, el CG en el BT y el PT comienzan para comportarse aproximadamente igual.Dado que todos los circuitos CG discutidos anteriormente operan tanto en el primer como en el tercer armónico mecánico del cuarzo, se puede usar un circuito de cuarzo equivalente para el análisis, como se muestra en la Fig. 12.

La figura. 12

Utilizando un circuito de cuarzo de este tipo, se puede imaginar el circuito equivalente de un generador de CC según la Fig. 13.

La figura. 13

Todos los circuitos CG considerados no contienen circuitos oscilatorios (resonantes), excepto el propio cuarzo. Esto simplifica enormemente la fabricación y sintonización de dichos CG armónicos al seleccionar principalmente solo la capacitancia del capacitor de "control".

Literatura

1. Artemenko V. Oscilador de cristal sin bucle. - Radioaficionado, 2000, nº 8, página 27.
2. Artemenko V. Oscilador sin bucle de armónicos de cuarzo. - Radiomir KB y VHF, 2002, núm. 1, págs. 27-29.
3. Horowitz P., Hill W. El arte de los circuitos. Tomo 1. - M.: Mir, 1984.
4. Hablovski I., Skulimowski V. La electrónica en preguntas y respuestas. - M.: Radio y comunicación, 1984.
5. Belousov O. Oscilador de cuarzo de dos puntos. - Radiomir, 2001, N7, p.33.
6. Mason U. Cristales piezoeléctricos y sus aplicaciones en ultraacústica.- M.: IL, 1952.
7. Belousov O. Oscilador de cuarzo - Radioamator, 2002, No. 6, p.25.
8. Artemenko V. Generadores de barrera RF basados ​​​​en transistores bipolares. - Radiohobby, 2000, nº 2, página 35.
9. Labutin L. Resonadores de cuarzo - Radio. 1975, N3, págs. 13-16.

Autor: V.Artemenko, UT5UDJ, Kiev

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