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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA
Balastos electrónicos. Balasto electrónico moderno en el chip IR2520. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Balastos para lámparas fluorescentes Por el momento, un especialista relativamente barato microprocesador IR2520D. Con solo ocho salidas, no solo mantiene la corriente y el voltaje de la lámpara dentro de los límites especificados durante el calentamiento, el encendido y el funcionamiento, sino que también tiene una serie de funciones de protección. El circuito de balasto electrónico que utiliza el IR2520D se muestra en la fig. 3.28. Este circuito se diseñó con éxito usando la última versión del programa Ballast Designer y se usó para reemplazar un balasto electrónico CFL de 26 W defectuoso. El diagrama de bloques estructural interno se puede encontrar consultando la hoja de datos patentada.
El puente de diodos VD1 rectifica la tensión de red de CA. Condensador C2 - suavizado. La irrupción primaria de la corriente de carga del condensador C2 limita la resistencia R1 y el ruido de impulso debilita el filtro L1C1. Inmediatamente después del encendido, la carga del capacitor C4 comienza con la corriente que fluye a través de las resistencias R2 y R4. Tan pronto como el voltaje en este capacitor y entre las terminales 1 y 2 del chip DA1 alcance los 12,6 V, el microcircuito comenzará a generar pulsos que controlan los transistores de efecto de campo VT1 y VT2. La carga del condensador C4 continuará hasta que el voltaje alcance los 15,6 V, el voltaje de estabilización del diodo zener integrado en el microcircuito. Dado que las resistencias R2 y R4 solo proporcionan la corriente suficiente para iniciar el microcircuito, en el modo operativo se alimenta con un rectificador de voltaje de salida en los diodos VD2, VD3 y el condensador C5. La frecuencia de los pulsos generados depende de la resistencia de la resistencia R3 y del voltaje en el pin 4 del microcircuito. Inmediatamente después del encendido, este voltaje es cero (el capacitor C3 se descarga), la frecuencia es máxima e igual a 118,5 kHz (punto 1 en la Fig. 3.29). La frecuencia de resonancia del circuito L2C7 es mucho más baja (65,3 kHz), por lo que la amplitud del voltaje alterno en la lámpara EL1 que aún no está encendida es pequeña. Una corriente de alta frecuencia fluye a través de sus filamentos, calentándolos. A medida que el capacitor C3 se carga con corriente, cuya fuente es el propio microcircuito, la frecuencia de los pulsos generados disminuye (sección 1-2 en el gráfico, Fig. 3.29), el voltaje de la lámpara y su corriente de filamento aumentan. Después de aproximadamente 1 s, cuando el voltaje a través del capacitor C3 alcance los 4,8 V, la frecuencia será de 75,5 kHz y el voltaje de la lámpara será de 450 V. Este voltaje es suficiente para encender, como resultado, se producirá una descarga de gas en el lámpara y se encenderá.
Dado que el voltaje de encendido de la lámpara es mucho más bajo que su voltaje de ruptura, el punto de operación en el gráfico (Fig. 3.29) saltará del punto 2 (corresponde a una lámpara apagada y un factor de alta calidad del circuito oscilatorio L2C7) al punto 2G ( la lámpara está encendida, el factor de calidad del circuito desviado por su espacio de descarga disminuyó considerablemente). La carga del condensador C3 continuará hasta que el voltaje en el pin 4 del microcircuito alcance los 6 V, que corresponde a la frecuencia del voltaje aplicado a la lámpara a 47,4 kHz. Este es el modo de funcionamiento nominal de la lámpara (punto 3 del gráfico, Fig. 3.29). La unidad de control integrada en el chip R2520D mide la caída de voltaje a través de la resistencia de su canal de fuente de drenaje abierto, proporcional a la corriente que fluye a través del transistor de efecto de campo VT2. Si el transistor se abre cuando el valor instantáneo de la corriente de carga es cero, el voltaje en el pin 4 del microcircuito y la frecuencia de oscilación que depende de él permanecen sin cambios. Pero como resultado del envejecimiento de los elementos o por otras razones, la frecuencia de resonancia de la carga puede cambiar. La consecuencia de esto será un valor distinto de cero de la corriente que fluye a través del transistor VT2 en el primer momento después de su apertura. Habiendo descubierto esto, la unidad de control del microcircuito comenzará a reducir el voltaje en el pin 4, aumentando así la frecuencia de oscilación. Si no es suficiente reducir el voltaje en el pin 4 incluso a 0,85 V para llegar a cero (esto puede suceder si el contacto en el portalámparas está roto o su filamento se quema), el microcircuito entrará en modo de emergencia cerrando los transistores VT1 y VT2, descargando el condensador C3 y reduciendo el consumo de corriente a 100 µA. Para salir de este modo, deberá reducir la tensión de alimentación (entre los pines 1 y 2 del microcircuito) a un valor inferior a 10 V, y luego volver a subirla por encima de 12,6 V. Si, al llegar al punto 2 (ver Fig. 3.29), la lámpara no se encendió debido a su mal funcionamiento o ausencia, la frecuencia de oscilación continuará disminuyendo, el voltaje en el capacitor C7 excederá el valor permitido y puede romperse . También es posible saturar el circuito magnético del inductor L2. Se ha establecido que, en tales condiciones, aumenta el factor de cresta (la relación entre el valor de amplitud y el promedio) de la corriente que fluye a través del transistor abierto VT2. Utilizando la resistencia de canal abierto de este transistor como sensor de corriente, la unidad de control del microcircuito mide el factor de cresta. Si se promedia sobre 10-20 períodos de oscilación, el valor es más de cinco, el microcircuito entrará en el modo de emergencia descrito anteriormente. De las otras características del microcircuito R2520D, cabe señalar la presencia de un transistor de efecto de campo "bootstrap", y no un diodo entre los pines 8 y 1. La señal generada dentro del microcircuito abre y cierra este transistor. Esto proporciona una alta velocidad de conmutación y bajas pérdidas de energía en la resistencia del canal abierto del transistor. En el balasto electrónico de nueva fabricación, se utilizó como L2 un estrangulador de un balasto electrónico defectuoso KLL, cuya inductancia se midió y resultó ser igual a 2,5 mH. Para reducirlo a los 1,8 mH requeridos, fue necesario aumentar el espacio no magnético en el circuito magnético del inductor. Para el cálculo correcto del estrangulador y otros elementos cuando se utilizan varias LFC, se debe utilizar la última versión disponible del programa de diseño automático Ballast Designer. Al final resultó que, el marco con el devanado se fijó en el circuito magnético con barniz aislante eléctrico. Para ablandar el barniz, el estrangulador se colocó durante aproximadamente media hora con los cables hacia abajo en el fondo de un recipiente cerrado, en el que se vertió acetona con una capa de 3-4 mm de profundidad. Después de eso, un balanceo cuidadoso logró aflojar las conexiones previamente fuertes. Luego, sin ningún tipo de calentamiento, las dos mitades del circuito magnético se retiraron del marco con el bobinado, para esto solo fue necesario quitar la cinta adhesiva que las sujetaba. La longitud del entrehierro en la barra central del circuito magnético era de 1 mm. Para reducir la inductancia del inductor sin rebobinar, fue necesario insertar juntas de material no magnético de 10,25 mm de espesor en las juntas de las varillas laterales de las mitades del circuito magnético. La inductancia del inductor medida después del montaje es de 1,78 mH. Como demostraron las pruebas y el funcionamiento posterior del balasto electrónico, la conversión fue exitosa. En ausencia de un medidor de inductancia, puede usar un generador adecuado y un voltímetro (u osciloscopio) para verificar la frecuencia de resonancia del circuito L2C7. Debe estar cerca de 65 kHz. Todos los elementos del dispositivo están montados en una placa de circuito impreso de un solo lado, como se muestra en la fig. 3.30. Para el chip DA1, se puede proporcionar un panel de 18 pines en la placa. Los conductores del condensador de óxido C2 no están cortados, sino que están aislados con un tubo de cloruro de polivinilo en toda su longitud y sus extremos están soldados a la placa. Este condensador se instala de modo que, apoyándose en el transistor VT1 y el inductor L2, se eleva por encima de la placa y, al ensamblar la lámpara, ingresa a su base hueca. Inductor L1: un circuito magnético "pesa" con un diámetro exterior de 7-10 mm, lleno de cable PEV-2 con un diámetro de 0,21 mm. Está aislado con tubo termorretráctil. El puente de diodos VD1 en versión de montaje en superficie se instala en el lado de los conductores del circuito impreso de la placa. Se puede reemplazar con uno convencional en un paquete DP o con diodos separados con un voltaje inverso de al menos 400 vis con una corriente directa de 1 A. Pero para esto, será necesario rehacer la placa de circuito impreso.
Resistencia R1 - KNP-50. Condensadores C1 y C8 - K73-17 para una tensión de 630 V, C4 - TDC (tantalio con conductores radiales), C5 y C7 - disco de cerámica importado con un diámetro de 7 mm con una tensión de funcionamiento de 2 kV. No hay requisitos especiales para otras resistencias y condensadores. Los transistores se instalan sin disipadores de calor. Consejo. Después de montar los elementos, se recomienda cubrir el tablero con varias capas de barniz aislante eléctrico. Al encender el balasto electrónico con la lámpara y asegurarse de que funcione, puede determinar la potencia consumida por la lámpara. Para hacer esto, será necesario conectar temporalmente una resistencia de medición de corriente con una resistencia de 1 ohm en serie en el circuito de la lámpara. Si la potencia no corresponde a la nominal, se puede cambiar seleccionando la resistencia R3. Con un aumento en su resistencia, la frecuencia del voltaje aplicado a la lámpara disminuye y la potencia aumenta. Autor: Kosenko S.I.
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